Gedanken zu Trickschaltungen

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richi44
Hat sich gelöscht

#1 erstellt: 19. Feb 2013, 10:12

Im Forum war letzthin ein Verstärker verlinkt (http://www.hifi-forum.de/index.php?action=browseT&forum_id=111&thread=4589&postID=28#28 ), der ganz besonders gut klingen soll, weil

Im Signalweg liegen lediglich drei Widerstände und zwei MOSFET-Transistoren. Dadurch wirkt das Klangbild sehr schnell, ohne irgendwelche Aufdickungen

Die Schaltung arbeitet als Klasse A Eintakt, also etwas, das schon als sehr unüblich zu bezeichnen ist.
Interessanterweise sind in den technischen Daten Details wie die Grenzfrequenz von 400kHz angegeben und gerade noch ein Ri von 0.2 Ohm bis 1kHz Messfrequenz, höher gibt es ebenso wenig Angaben wie es auch keine zu Klirr oder Intermodulation gibt.

Stellt sich die Frage, warum es wohl keine Angaben gibt? Und wenn wir davon ausgehen, dass die Daten zu schlecht wären um veröffentlicht zu werden, welche klanglichen Auswirkungen hat dann sowas?

In dem Thread steht (von mk0403069 verfasst) auch folgendes:

Nach meiner Meinung liegt mein Problem mit meinen Lautsprechern und dem Magnat (und den anderen Röhren-Amps) darin begründet, dass meine Lautsprecher nach einer "richtigen" Röhre verlangen, und nicht mit "transistorähnlichen" ultralinear Hochleistungs-Röhrenverstärkern harmonieren.
Wie soll auch ein Signal gut klingen, wenn es zerstückelt, gedreht und dann wieder zusammengesetzt wird!

Ja, wie wohl? Ganz einfach nach CD, oder womit testest Du deine Anlage, etwa mit Mittelwelle? Das ist man geneigt zu fragen!

Gehen wir zurück zur obigen MOSFET-Schaltung. Natürlich ist es so, dass N-Kanal-FET und ein P-Kanal-FET unterschiedliche Daten aufweisen. Es gibt eigentlich keine idealen Paare. Wenn man eine Gegentaktendstufe aufbaut, so kann man die unterschiedlichen Spannungen in den Arbeitspunkten kompensieren. Dies spielt allenfalls eine Rolle, wenn man mit Zenerdioden die maximale Gate-Spannung begrenzen will. Im Übrigen ist es aber keineswegs so kritisch, denn die Schaltung, wenn sie überlegt konzipiert ist, nimmt auf diese Differenzen Rücksicht, etwa mit Konstantstromquellen.

Es stellt sich jetzt erstmal die Frage, was der Vorteil von Klasse A sein soll. Sicher ist, dass eine Eintaktschaltung nicht in Klasse B arbeiten kann, denn bei B ist der Ruhestrom so tief eingestellt, dass der Transistor nur die eine Halbwelle überträgt, die andere aber fehlt, weil der Transistor sperrt. In einer Gegentaktschaltung würde diese andere Halbwelle durch den anderen Transistor übertragen.
Es gibt zumindest theoretisch noch einen Vorteil der Klasse A.

Dies ist die Eingangskurve eines normalen bipolaren Transistors. Zu beachten ist, dass bei gleichen Spannungsunterschieden (blaue Linien) mit steigender Basisspannung der Kollektorstrom immer stärker zunimmt (rote Linien). Wäre die Steilheit unendlich (also senkrecht) gäbe es an der Basis keine Spannungsdifferenz um eine Stromänderung im Kollektor zu erreichen. Der Ausgangsstrom würde dann unverzerrt der Eingangsspannung folgen. Bei einer Kennlinie wie der vorliegenden ist die Abweichung Ausgang zu Eingang umso grösser, je geringer die Basisspannung und damit der Kollektorstrom ist. Und diese Abweichung bedeutet Klirr!

Hier haben wir die prinzipiell gleiche Kennlinie eines MOSFET. Diese sieht eigentlich recht linear aus, nur ist sie bei fester Drain-Spannung aufgenommen, was ja bei einer Verstärkerschaltung nicht zutrifft, genau so wenig wie dies bei einer Röhrenschaltung der Fall wäre.
Wir könnten aus dieser Kennlinie aber schliessen, dass der Klirr geringer wäre als bei einem bipolaren Transistor. Betrachten wir aber den Spannungsbereich rund 2,5V für die volle Strom-Aussteuerung, so hätten wir beim bipolaren für die gleiche Stromsteuerung rund 0.175V Aussteuerung. Jetzt hängt es von der Schaltung ab (Emitterschaltung oder Emitterfolger, bezw. Source-Schaltung oder Sourcefolger) wie hoch die letztliche Ausgangsspannung im Verhältnis zur Steuerspannung wird. Dies bestimmt den Klirrgrad! Es ist also bei weitem nicht gesagt, dass eine MOSFET-Schaltung klirrärmer arbeitet.
Sicher ist aber, dass eine bipolare Schaltung umso weniger klirrt, je höher die Steilheit ist und damit je höher der Ruhestrom ist. Da wäre Klasse A also im Vorteil.

Zurück zum verlinkten Verstärker: Da haben wir eine MOSFET-Eintaktschaltung. Man könnte sich nun vorstellen, man würde diese als Source-Folger bauen, dann hätten wir vom Grundsatz her schon einen tiefen Ri und einen kleinen Klirr, allerdings auch eine Verstärkung unter 1.
Man kann (wie dies hier geschehen) auch eine Source-Schaltung wählen und das Ausgangssignal am Drain-Anschluss abnehmen. Dann haben wir eine deutliche Verstärkung, aber auch einen deutlichen Klirr. Und wir haben einen hohen Ri, also einen schlechten Dämpfungsfaktor. Um dies hinzubiegen braucht es eine Gegenkopplung, die ja bei Highendern als Beginn allen Übels bezeichnet wird.

Betrachten wir (das Prinzipschaltbild in der verlinkten Beschreibung reicht) die Schaltung weiter, so wird am Ausgang der MOSFET eingesetzt, zusätzlich eine Konstantstromquelle gegen die positive Speisung. So eine Konstantstromquelle wird z.B. aus einem MOSFET, einer festen Spannung und einem Source-Widerstand gebildet. Es ist im Grunde genau die gleiche Schaltung wie jene des Ausgangstransistors, nur statt der Ansteuerung mit einer festen Gate-Spannung. Man könnte sich nun fragen, was den Unterschied ausmachen würde, wenn man statt der Konstantstromquelle den oberen Transistor auch ansteuern würde?

Wir könnten hier einen Gedankensprung machen und uns eine SRPP-Röhrenschaltung vorstellen. Dort sind zwei Röhren so in Reihe geschaltet, dass die obere Teil des Lastwiderstandes wird oder dass sie die Stromversorgung übernimmt. Man kann die obere als Konstantstromquelle betreiben, dann haben wir den ganz natürlichen Klirr der unteren, denn ihre Kennlinie ist nicht ideal. Wir hätten also Verhältnisse wie beim Transistorverstärker.
Oder wir können die obere Röhre ebenfalls ansteuern. Dann hängt der Klirr davon ab, wie gross die obere Ansteuerung gewählt wird. Ist die Schaltung in sich symmetrisch, also die Ansteuerungen identisch und der Arbeitspunkt Klasse A, dann wird erstens der Schaltungsaufwand gering und zweitens sinkt der Klirr beinahe auf Null, denn die Kennlinienkrümmung der unteren Röhre wird durch die Kennlinienkrümmung der oberen (baugleichen!) kompensiert.
Und wenn da schon quasi eine Röhrenschaltung mit MOSFET nachgebaut wird, warum dann nicht komplett? Sicher, die SRPP ist kein Wundermittel, denn sie funktioniert nur optimal an einer konstanten Last und da ist ein Lautsprecher weit entfernt davon. Und der Dämpfungsfaktor wäre auch nicht erste Sahne.

Es gibt noch andere Schaltungen, die ebenfalls "den Teufel mit dem Beelzebub austreiben". Wie erwähnt sind N-FET und P-FET nicht so identisch, wie es bipolare Transistoren sind. Und selbst da gibt es noch kleine Abweichungen. Bei der vorherigen SRPP würde man vorteilhafterweise alles mit N-Transistoren lösen, bei Röhren geht es ja auch und da gibt es keine P-Röhren (nicht die Typenbezeichnung!!)

Betrachten wir eine normale Transistor-Gegentaktschaltung, so haben wir üblicherweise zwei Transistoren zwischen den Speisungen und diese werden abwechselnd leitend gemacht. Damit ist am Ausgang eine mehr oder weniger enge Verbindung zum Plus oder zum Minus der Speisung und dementsprechend ein positives oder negatives Ausgangssignal. Die Ansteuerung der Endtransistoren ist dabei gleichsinnig und schwankt nur um den Nullpunkt (den Ruhestrom vergessen wir einfach mal).
Betrachten wir eine Röhren-Gegentaktschaltung üblicher Art, so haben wir zwei Steuersignale, die gegeneinander invers sind. Wenn das Eine positiv ist und damit die Endröhre leitend macht, ist das andere negativ und sperrt die andere Endröhre. Dies, weil es eben keine P-Röhren gibt, die mit negativer Speisung funktionieren.
Diese normalen Gegentaktschaltungen brauchen einen Ausgangstrafo, damit die Röhren wechselseitig arbeiten können. Der Ausgangstrafo ist aber die "Krücke" der ganzen Schaltung! Er begrenzt massgebend die Daten und führt somit zu Klangbeeinflussungen. Eine mögliche Röhrenschaltung mit geringeren Nachteilen ist die PPP. Da sind zwei Endröhren, deren Ausgang an der Katode erfolgt. Es braucht aber dafür zwei separate Speise-Einheiten. Und einen Ausgangstrafo braucht es immer noch, weil die Röhre nicht direkt den niederohmigen Lautsprecher treiben kann. Nur ist das Übersetzungsverhältnis unproblematischer. Nachteilig ist weiter, dass bei dieser Röhrenschaltung mit Katodenfolger die ganze Verstärkung in der Vor- und Treiberstufe stattfinden muss. Somit ist diese voll ausgesteuert und klirrt, oder es wird auf einen "Bootstrap" zurückgegriffen. Da wird die Ausgangsspannung der Treiberanode überlagert und damit die Verstärkung hoch gepuscht. Nur nimmt man da den Klirr der Endstufe mit auf und addiert ihn zum Nutzsignal.

Diese Schaltung gibt es auch für Transistoren, hauptsächlich für MOSFET. Jetzt kann man zwei gleiche N-Kanal-FET verwenden. Das Problem ist aber, dass der Ausgang entweder einen Massebezug per Ausgangstrafo bekommt (mit den ganzen Trafo-Nachteilen) oder per Widerstände (was relativ hochohmig wird). Hat man keine Überalles-Gegenkopplung, so gibt es vom floatenden Ausgang her kaum Rückwirkungen, der Rest-Klirr und der schlechte Dämpfungsfaktor sind aber echte Hinderungsgründe.
Gibt es die Gegenkopplung, so können Einstrahlungen auf die nicht geschirmten Lautsprecherkabel das Gegenkopplungssignal "versauen" und damit auf das Nutzsignal einwirken.

Es gäbe bestimmt noch etliche weitere Trickschaltungen, die das Blaue vom Himmel versprechen, in der Praxis aber mehr schaden als nützen.
Wenn wir uns überlegen, womit wir eine Anlage testen und wie das Testsignal zustande kommt und dass es da schon Grenzen gibt, die wir nie überschreiten können, so müssen wir damit leben.
Wenn wir uns überlegen, welche Dimensionen Veränderungen haben müssen, um hörbar zu werden, dass andererseits aber bisweilen Vorteile bei einzelnen Daten erreicht werden, die nicht relevant sind, relevante Grössen aber unter den Teppich gekehrt werden, dann fragt man sich, was denn die ganze Übung hätte bringen sollen. Natürlich will sich jeder Entwickler profilieren. Dies aber mit fragwürdigen Schaltungen, die nachweislich nicht fertig durchdacht sind erscheint mir zweifelhaft.

richi44
Hat sich gelöscht

#2 erstellt: 21. Feb 2013, 08:21

Eigentlich habe ich mich ja beinahe über die MOSFET-Schaltung lustig gemacht. Aber sie hat trotzdem etwas, das beachtenswert ist. Und den Effekt kennt man auch von Röhren.
Wenn wir nämlich die Kennlinie betrachten, welche das Verhältnis zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom darstellt, so ist diese erstaunlich linear. Das Problem ist allerdings, dass diese Kennlinie bei einer konstanten Drain-Spannung aufgenommen wurde.
Haben wir eine Verstärker-Funktion, so ist üblicherweise diese Drain-Spannung nicht mehr konstant. Und damit ist auch der Ri nicht konstant und damit ändert sich die Verstärkung und folglich die Ausgangsspannung, kurz, die ganze Sache bekommt Klirr.
Ich müsste also den MOSFET mit einem weiteren Transistor so kombinieren, dass die Drain-Spannung nahezu konstant ist. Dann muss ich einzig dafür sorgen, dass dieser zusätzliche Transistor nicht seinerseits Verzerrungen liefert.

Betrachten wir das Schaltbild und konzentrieren uns mal auf Transistor 7 und 9, so sehen wir da einen N-Kanal-MOSFET und in Serie dazu einen normalen NPN-Transistor. Wir sehen weiter, dass die Basis des NPN mit einer Zenerdiode eine feste Vorspannung bekommt. Diese ist auf 6.8V festgelegt. Damit wird der Emitter des NPN auf etwa 6,2V über der negativen Speisung liegen und dies ziemlich fest. Damit liegt der Drain-Anschluss wie gewünscht auf einem festen Spannungswert und es kommt die "lineare" Kennlinie zur Anwendung. Der Strom durch T7 folgt demnach "genau" der Ausgangsspannung von T2. Und da T7 in Reihe mit T9 liegt fliessen in den beiden ein Strom. Und dieser Strom fliesst in erster Linie durch den Lautsprecher.
Das bedeutet, dass wir mit dieser Schaltung die Unlinearitäten weitestgehend ausgetrickst haben.

Für den Ruhestrom von T7 ist die Gate-Spannung massgebend und diese ist eine Folge von R10 und dem Strom durch T2. Der Strom durch T2 (und T5 und T3) wird einmal durch die Spannung +15V und durch R3 bestimmt. Angenommen ist ein Strom in R3 von 12mA. T2 und T5 haben jeweils 5mA, in T3 fliessen 2mA. Wenn wir in T3 einen höheren Strom fliessen lassen würden, der Totalstrom aber durch die Spannung und R3 bestimmt ist, dann muss logischerweise der Strom durch T2 und T5 abnehmen. Und das hat zur Folge, dass die Spannung an R10 und damit der Strom in T7 abnimmt.
Der Strom durch T3 ist mit dem Trimmpot R7 einstellbar und damit auch der Ruhestrom durch T7. Und weil mit steigender Temperatur der Strom durch T3 zunimmt, wird damit der Strom durch T7 reduziert. T3 ist thermisch mit den Endtransistoren gekoppelt und dient also als Temperaturfühler der ganzen Angelegenheit.

Und weil die Schaltung T1, 4, 6 und 8 genau gleich funktioniert wie der bereits besprochene Teil, so bekommen wir eine Gegentaktschaltung, welche eine recht hohe Linearität aufweisen sollte. Und da wird nichts zerschnippelt, gedreht und wieder zusammen gefügt, sondern (bei Betrieb in Klasse A) die Endtransistoren werden beide genau gleich angesteuert und auch nichts zerschnippelt oder umgeschaltet.
Und wie ersichtlich ist sind die Transistoren 4 und 5 zur Gegenkopplungs-Zuführung eingesetzt. Wir haben also sehr wohl eine Überalles-Gegenkopplung. Dies, um einerseits den Rest-Klirr möglichst tief zu halten, andererseits aber, um einen Dämpfungsfaktor möglichst bei >50 zu erreichen. Ohne Gegenkopplung bekäme man nämlich einen sehr schlechten Dämpfungsfaktor. Der Ri eines Transistors (egal ob FET oder bipolar) ist nämlich sehr hoch und kann nur durch eine entsprechende Gegenkopplung verringert werden.

Anzumerken ist, dass diese Schaltung eine Power-Speisung von +/- 48V haben sollte. Damit sind bis 80V SS am Ausgang möglich, was einer Leistung von 200W effektiv bei 4 Ohm entspricht.
Weiter gilt es zu beachten, dass diese Schaltung noch keineswegs durchgetestet oder simuliert ist. Sie ist nur per Auge und Taschenrechner überschlägig betrachtet. Es kann daher sinnvoll sein, in Serie zu R6 einen Kondensator von 100 Mikrofarad zu legen, um den Offset-Rest möglichst gering zu halten.
Es kann weiterhin Sinn machen, den Offset-Rest mit einer zusätzlich aufgebrachten Spannung an der Basis von T1 und 2 einstellbar zu kompensieren. Und schliesslich kann sich ein Kondensator von 39pF parallel zu R9 als sinnvoll erweisen.
Und falls man mit der Stromeinstellung nicht zu Rande kommt kann ein Trimmpot von 5K und zwei Widerstände von 2.2k die jetzt angegebenen 2x 4.7k und 2.5k ersetzen. Allenfalls müsste auch R8 und /oder 10 einstellbar germacht werden, um den Strom symmetrieren zu können.

An dieser Stelle noch der Hinweis auf die unterschiedlichen Werte von R8 und R10. Dies ist nötig, weil für einen bestimmten Strom der N-Kanal- und P-Kanal-MOSFET unterschiedliche Gatespannungen benötigen. Beim IRF540N liegt die Gatespannung bei 3 bis 5V, beim 9540N bei 4 bis 6V.

Und nochmals der Sinn der Sache: Durch die 4 Endtransistoren haben wir einmal Transistoren, welche die Stromsteuerung übernehmen, bei beinahe konstanter Spannung und einmal Transistoren für die variable Ausgnagsspannung bei nicht gesteuertem Strom. Wir haben damit also die "Problemzonen" der unterschiedlichen Funktionen aufgelöst und die Aufgabe optimal verteilt.
Man könnte natürlich statt der bipolaren auch MOSFET verwenden, nur hätte dies keinen Vorteil. Also ist es beinahe logisch, bipolare einzusetzen.

Ich möchte eigentlich mit diesem Beitrag die Vorteile der MOSFET-Schaltung hervorheben und als Anregung verstanden wissen für all jene Techniker, die lust haben, mal etwas anderes auszuprobieren. Und es ist keineswegs nötig, den Verstärker in Klasse A zu betreiben, der sollte auch in AB oder B recht anständige Werte liefern. Und falls halt die Basisströme der T8 und 9 zu hoch würden müsste man sich Gedanken über Darlingtons machen....

richi44
Hat sich gelöscht

#3 erstellt: 07. Nov 2013, 14:31

Es gibt wie vorher erwähnt weitere "Trickschaltungen". Bekannt ist die "SRPP" bei Röhren (geht auch mit Transistoren) und die "Cascode" (geht mit Röhren und Transistoren).

Am Anfang (Beitrag 1) habe ich ja die Transistor-Eingangskennlinie gezeichnet. Da ist ersichtlich, dass (wie bei einer Röhre) eine Eingangsspannung einen bestimmten Strom durch den Transistor zur Folge hat. Bei der Röhre rechnet man mit mA pro V Gitterspannung (Gitterspannungsänderung gegenüber der Ruhe-Vorspannung). Bei einer linearen Röhre, etwa der PC86, haben wir (vom beginnenden Sperrbereich abgesehen) einen sehr gleichmässigen Verlauf, also eine konstante Steilheit von z.B. 14mA/V. Beim Transistor haben wir ebenfalls "konstante" Verhältnisse, dort beträgt die Steilheit aber (bei Zimmertemperatur) ca. 39 x Ic. Da ist also die Steilheit direkt vom Kollektrostrom abhängig.

Die zweite Grösse, die wir verwenden könnten (und die in sich linear ist) ist die Stromverstärkung. Diese macht, dass Ic um eben diese Stromverstärkung höher ist als Ib. Wir müssten also den Transistor nicht mit Ube ansteuern, sondern mit Ib, dann wäre die Kennlinienkrümmung vom Tisch! Dumm ist nur, dass in diesem Fall die Eingangsimpedanz des Transistors für den Basisstrom entscheidend ist und diese ist genau so unlinear. Würden wir also einen Längswiderstand vor der Basis einsetzen und so aus der Ansteuerspannung einen Basisstrom bilden, dann wären wir wieder genau gleich weit, weil die Bildung des Basisstroms nichtlinear wäre. Oder der Längswiderstand würde "unendlich", dann wird die Verstärkung NULL und das Rauschen maximal!

Wir haben aber prinzipiell zwei Möglichkeiten: Wir steuern tatsächlich über den Basisstrom an und gehen einfach mal von einer Nutzspannung von 2V aus, aber von einer eigentlichen Ansteuerspannung von 100mV, dann wird also an dem Vorwiderstand aus 2000mV eine Steuerspannung von 100mV. Und wenn wir von einem theoretischen Klirr von 15% ausgehen, so würde dieser durch die "Steuerspannungs-Minderung" eine Klirrminderung von 1/20 erfolgen. Der Klirr würde damit auf 0.75% absinken. Für Röhren wäre dies ein "Erfolg", für Transistoren aber immer noch ungenügend (wie eigentlich auch für Röhren!).

Wir müssen uns also etwas ausdenken, das Sinn macht. Und dazu betrachten wir mal erst mal die

SRPP-Schaltung.

Diese bringt bei Röhren eine riesige Klirrminderung unter der Voraussetzung, dass die Röhren symmetrisch angesteuert werden. Tatsache ist, dass Klirr entsteht, wenn eine Kennlinie krumm ist. Bei Röhren haben wir einige Parameter, welche für die Verstärkung verantwortlich sind. Steigt oder sinkt die Verstärkung (im Signalverlauf), so entspricht der Verlauf der Ausgangsspannung nicht jenem der Eingangsspannung und die entstehende Abweichung ist Klirr.
Ändert sich die Steilheit der Röhre, so ist für eine gewünschte Stromänderung (und damit letztlich Ausgangsspannung) eine veränderte Eingangsspannung nötig. S hat also direkt Einfluss auf die Verstärkung. Und wenn es da noch D und Ri gibt und D (Durchgriff) 1/Mü entspricht (Mü ist die theoretisch maximale Verstärkung) und S x D x Ri = 1 ist (Barkhausensche Röhrenformel) dann ist klar, dass auch Ri Einfluss auf die Verstärkung hat.
Ändert sich also einer der Parameter, so ändert sich die Verstärkung. Und wenn das nach einer "festen" Kennlinie erfolgt, so entsteht entsprechend dieser Kennlinienkrümmung eine unterschiedliche Verstärkung und damit ein verzerrtes Ausgangssignal.

Gehen wir davon aus, dass z.B. bei einer Doppelröhre (ECC83) beide Systeme gleich sind und dass aus der krummen Kennlinie ein Klirr entsteht, dann entsteht am zweiten System der genau gleiche Klirr. Wenn wir das eine System gegen Masse anschliessen und das andere gegen die Speisung, so haben wir zwei identisch verklirrte Signale. Das Ergebnis bei Signalabnahme zwischen den beiden Röhren ist, dass die Strom-Unlinearität des oberen Systems die Unlinearität des unteren kompensiert. Und damit kompensiert sich der Klirr an der Ausgangsspannung.
Das bedeutet, dass ein zu hoher unterer Strom von momentan 1mA durch einen höheren Strom von ebenfalls 1mA im oberen System kompensiert wird. Der Stromfehler ist damit NULL und folglich auch der Fehler der Ausgangsspannung am Lastwiderstand. Die Kompensation ist also absolut und nicht prozentual.
Hätten wir nämlich einen Stromfehler von 5% und würden diesen mit einem zweiten Stromfehler von 5% kompensieren, hätten aber zusätzlich den Laststrom von z.B. 0,5mA, so wären die 5% nicht an beiden Röhren identische Ströme! Eine Kompensation wäre also nicht möglich.

Bei einer Transistorschaltung haben wir wie erwähnt die exponentiell krumme Spannungs-Stromkurve, nicht aber eine "individuelle" Krümmung wie bei Röhren und damit ist eine Kompensation nicht sinnvoll. Es gibt aber trotzdem Schaltungen, welche im Grunde darauf basieren, so etwa die Ausgangsstufen bei Studer Bausteinen. Dort wird aber nicht auf die Gegenkopplung verzichtet wie bei den klassischen SRPP, sondern diese wird dazu verwendet, die Ausgangsimpedanz der Schaltung tief zu halten.

Cascode-Schaltung
Diese kennt man zunächst in Fernseh-Tunern mit Röhren. Dabei werden zwei Trioden in Reihe geschaltet, also ähnlich der SRPP, nur gibt es zusätzlich einen Arbeitswiderstand, an welchem die Ausgangsspannung anfällt, also nicht wie bei der SRPP, wo der Ausgang zwischen den zwei Röhren abgenommen wird.

Bemerkenswert ist, dass das Gitter der oberen Röhre auf einer festen Spannung liegt und daher die Steuerung nicht hier erfolgen kann. Vielmehr wird die untere Röhre ganz normal angesteuert und damit ändert sich der Strom der Röhre. Und weil beide Röhren in Serie liegen gibt es nur einen Strom. Also haben wir an der oberen Anode die selbe Stromänderung wie in der unteren Röhre.
Angenommen, wir hätten unten eine hoch lineare Röhre, dann wäre der Ausgangsstrom genau der Eingangssteuerspannung entsprechend, also auch höchst linear.

Gut, es war zu lesen, dass der Durchgriff auch eine Art Gegenkopplung sei. Das kann man so sehen, man kann aber genau so mit dem Ri "arbeiten". In beiden Fällen gibt es die Rückwirkung und in beiden Fällen bewirkt eine Krümmung der Kennlinie (von D oder Ri) eine krumme Verstärkungskennlinie, also Klirr.
Wenn ich aber davon ausgehe, dass die Röhre bei fester Anodenspannung (also ohne Durchgriff-Wirkung) eine lineare (Ia-Ug-) Kennlinie aufweist (wie die PC86), dann ist es sinnvoller auf die "Durchgriff-Gegenkopplung" zu verzichten. Und das passiert bei der Cascode-Schaltung.
Da wir eine feste obere Steuergitterspannung haben, dient eine kleine Variation der oberen Katodenspannung der (oberen) Stromsteuerung. Und dies bedeutet eine kleine untere Anoden-Änderung. Diese ist aber in einer Grössenordnung, welche kaum einen Durchgriff im unteren System ergibt. Oder anders gesagt: Die Verstärkung der Cascode entspricht beinahe S x Ra! Und je geringer der untere Durchgriff ist, desto weniger Einfluss hat eine Kennlinienkrümmung der oberen Röhre.

Weiter wirkt diese Schaltung wie eine Pentode, welche ja auch den Durchgriff durch das Schirmgitter verhindert. Wir haben also eine "pentodenhafte" Verstärkung aber ohne zusätzliches Rauschen. Und wir haben die linearen Verhältnisse der (guten) Triode.
Wenn ich mit dieser Schaltung direkt eine Endröhre ansteuere, dann habe ich unten eine Triode, welche kaum klirrt und kaum rauscht, oben kann ich aber eine Triode einsetzen, welche mit höherer Betriebsspannung läuft und damit eine höhere Sprechspannung abgibt. Dies ist dann wichtig, wenn die Endröhre ebenfalls eine Triode wäre und dementsprechend hohe Sprechspannungen verlangt oder wenn die Endpentode als Ultralinear betrieben wird. Zusätzlich könnte die Endröhren-Katode an eine Trafowicklung gelegt und damit eine lokale Gegenkopplung realisiert werden.

Denkbar wäre auch so was,

wo die Endröhren-Stromsteuerung durch Transistoren (Bipolar oder MOSFET) erreicht wird. Da hätten wir zwar wieder das "Problem" der krummen Eingangskennlinie des Transistors aber diese Krümmung lässt sich in einer vorgeschalteten Stufe schon kompensieren, durch eine lokale Gegenkopplung könnte das Problem weiter entschärft werden und letztlich ist (bei Bipolar-Transistoren) die Aussteuer-Spannung recht gering, was die relative Kennlinienkrümmung reduziert.

Das wären Schaltungen, welche die eigentlichen Klirrprobleme minimieren könnten, durch die lokale Gegenkopplung auch jene der Ausgangstrafos, welche eine hohe Linearität erwarten lassen und welche mit relativ schwachen Über-alles-Gegenkopplungen auskommen könnten.

richi44
Hat sich gelöscht

#4 erstellt: 08. Nov 2013, 15:14

Das wäre das berechnete Resultat meiner vorherigen Idee. Durch den Einsatz der Transistoren spielt die Kennlinienkrümmung der EL34 keine Rolle mehr. Und da die Emitter der Transistoren (BD139) an der Trafo-Wicklung hängen ergibt sich eine lokale Gegenkopplung des Trafos und der Transistoren, es gibt aber KEINE Über-alles-Gegenkopplung.

Die Steuerspannung der Transistoren entspricht (+/- 50mV) der Verstärker-Ausgangsspannung. Somit muss die erste Röhre diese Verstärkung von knapp 13 fach liefern. Dazu ist sie allemal fast klirrfrei (errechneter Klirr 0.12%) in der Lage.
Die Gittervorspannung der EL34 ist mit -36V angenommen, davon kommen bei Volllast 5V aus den Emitterwiderständen von 33 Ohm. Damit ist die Schaltung gegen eine Röhrentoleranz von rund 10% abgesichert. Natürlich kann man auch die Basisspannungsteiler variabel gestalten, um die Röhren-Ungleichheiten ausgleichen zu können.

Das ist erst ein Entwurf, der natürlich erst gezeichnet und per Taschenrechner berechnet ist, also nicht gleich nachbauen! Aber wer noch irgendwelches Restmaterial hat und einfach mal basteln will könnte hier eine sinnvolle Beschäftigung finden....

Tucca
Hat sich gelöscht

#5 erstellt: 17. Nov 2013, 18:36

Nabend Richi,

ließe sich sowas auch mit einer GU50 als SE realisieren? Oder grundsätzlich für SE- Schaltungen anwenden?
Ich fände das insofern interessant, weil der Klirr bei SE- Schaltungen ohne irgendeine Form von GK schon vies hoch ausfällt.

Grüße,

Michael

richi44
Hat sich gelöscht

#6 erstellt: 18. Nov 2013, 10:42

Hallo Michael, mir scheint einiges möglich. Zuerst mal die Kennlinien der GU (hier LS50):

Ich habe die Kennlinienschar ergänzt mit der Leistungshyperbel (40W), dem maximalen Katoden-Dauerstrom (230mA) und dem Peakstrom (460mA).
Ich habe mal eine Betriebsspannung der Anode von 400V angenommen, diese könnte so weit angehoben werden, dass wir im Ruhefall (Uk 30V und U Atr?) die 400V Ua erreichen.
Weiter habe ich den Ra von 4k eingezeichnet, mit welchem wir die maximale Anodenverlustleistung ausnützen und den Arbeitspunkt bei rund -30V Ug1 (Uk +30V) eingezeichnet. Du siehst die Angaben der zu erwartenden Ausgangsleistung im Pentodenbetrieb.

Hier die Transistorschaltung im Prinzip. Zu beachten ist, dass am Emitterwiderstand im Ruhefall eine Spannung von 10V abfällt (Ia = Ic = 0.1A) Dies ist der Fall, wenn Uk der Röhre rund 30V beträgt. Dieser Wert stellt sich automatisch ein.
Beim Ansteuern kann der Transistor so weit aufgeregelt werden, dass ein Strom von 170mA fliesst. Dies bedeutet am Emitter mit seinem Widerstand von 100 Ohm eine Spannung von +17V Peak. Bei der negativen Eingangs-Halbwelle wird der Transistor auf 30mA herunter geregelt, macht eine Spannung von 3V Peak im Minimum. Wir haben also am Emitterwiderstand eine Spannungsänderung von 14V SS.
Diese 14V sind eigentlich die Stromgegenkopplung und die ist nötig, weil ja der Transistor für seine Stromänderung von 140mA eine Basisspannungsänderung von rund 140mV benötigt und weil deren Verlauf nicht linear ist, also Klirr verursacht.
Nun bekommen wir aber für die Ansteuerung eine Spannung aus der Stromgegenkopplung von 14V SS, brauchen aber eine Steuerspannung von rund 0.14V SS. Damit wird also die restliche Unlinearität, welche sich auf ca. 15% Klirr beschränkt um Faktor 100 verringert. Wir können folglich mit einem Klirr der Endstufe von 0.15% rechnen. Hinzu kommt natürlich der Klirr des Ausgangstrafos und der ist bei SE nicht ganz zu vernachlässigen.

Würde man wie im ursprünglichen Schaltbild den Emitter z.B. an die Ausgangswicklung anschliessen, so ergäbe dies eine richtige Spannungsgegenkopplung, welche somit auch den Klirr des Trafos beseitigen würde.

richi44
Hat sich gelöscht

#7 erstellt: 09. Dez 2013, 11:05

Angenommen, ich möchte eine Gegentaktendstufe konzipieren. Diese Endstufe könnte in etwa so aussehen:

Dazu das Datenblatt der Röhre:

http://frank.pocnet.net/sheets/086/k/KT77.pdf
Einerseits haben wir eine Ultralinear-Schaltung, andererseits habe ich noch zusätzlich die Katode an eine separate Wicklung angeschlossen und führe damit eine Gegenkopplungsspannung von 20V~ zu. Dies führt letztlich dazu, dass ich für die 45W, die da raus kommen eine Ansteuer-Tonspannung von 118.6V SS für jede Röhre benötige. Rechne ich nur die Ansteuerspannung ohne alle Gegenkopplungen, so käme ich auf rund 30V SS.
Der Vorteil wäre, dass Frequenzgangfehler und Verzerrungen entsprechend reduziert würden (dem Spannungsverhältnis entsprechend), also um Faktor von etwa 4. Man könnte damit von einem Klirr von etwa 0,2% ausgehen.

Voraussetzung ist nun, dass ich die Ansteuerspannung von rund 120V SS auch klirrfrei hin bekomme. Es nützt nämlich nichts, eine "Endstufe" zu entwickeln, welche kaum klirrt, dafür aber eine Treiberstufe einzusetzen, welche die geforderte Spannung nur mit "krachen und würgen" hin bekommt. Die Grundvoraussetzung ist also die "klirrfreie" Treiberstufe. Diese könnte wie folgt aussehen:

Wenn wir die Schaltung vom Ausgang her betrachten, so habe ich eine Speisung von 470V vorgesehen. Damit betreibe ich eine 6SN7 als obere Cascode-Röhre. Die untere Röhre wird jeweils durch eine PC86 gebildet, welche von -150V versorgt wird. Die hohe Linearität dieser Röhre in Verbindung mit der 6SN7 garantiert eine hohe Klirrarmut selbst bei Tonspannungen von bis zu 200V SS.
Vor den beiden PC86-Trioden befindet sich eine Phasenkehrstufe, bestehend aus einer Katodyn-Triode einer 6SN7. Und diese wiederum ist angesteuert von einer Verstärker-Triode 6SN7, welche einerseits durch den zusätzlichen Katodenwiderstand von 1.8k eine interne Stromgegenkopplung besitzt und damit ebenfalls klirrarm arbeitet und andererseits wird damt die Totalverstärkung so gelegt, dass eine brauchbare, aber nicht zu starke Überalles-Gegenkopplung (rund 26dB) möglich wird. Diese Gegenkopplung wird vom Lautsprecherausgang her an das Netzwerk aus Widerständen und Poti angeschlossen und kann dem Bedarf und der Ausgangsspannung entsprechend eingestellt werden. Vorgesehen ist eine Eingangsspannung von 775mV.
Die vorliegende Komplett-Schaltung müsste zumindest rechnerisch einen Klirr von 0.015% bei 1kHz und 40W (oder besser) erreichen. Und die Treiberstufe wäre auch geeignet, eine Endstufe mit 4 KT88 und entsprechenden Leistungen (150W) zu versorgen.

Ich habe mal überschlagsmässig einige Möglichkeiten durchgerechnet:
25W mit 2x EL34, 45W mit 2x KT77, 60W mit 2x 6550 und 75W mit 2x KT88. Und beim Einsatz von jeweils 4 Endröhren würden sich die Leistungen verdoppeln. Da dies

aber einigermassen das Ende hochwertiger Ausgangstrafos darstellt, würde ich von derartigen Leistungssteigerungen eher Abstand nehmen....

audiophilanthrop
Inventar

#8 erstellt: 02. Jan 2014, 16:16

richi44 (Beitrag #2) schrieb:

Um mal diese Schaltung wieder aufzugreifen: So ist das ja quasi ein Stromausgang, dessen Impedanz über die Gegenkopplung kleingeklopft wird. Eine sehr gängige Geschichte in Rail-to-Rail-fähigen Schaltungen, weil man sehr dicht an die Betriebsspannungen herankommt, allerdings mit dem Nachteil einer stark lastabhängigen Schleifenverstärkung. Wenn einem ein Sourcefolger am Ausgang lieber ist, kann man die Kaskode aber auch umdrehen, wenn man einen Bootstrap verwendet, wie hier beim beta22:

Gebootstrapte Kaskoden sind generell sehr interessant, gerade weil gute NF-Transistoren mit hoher Early-Spannung Ua und geringer Rückwirkungskapazität Cob (und entsprechend wenig Nichtlinearität) immer rarer werden.

Mich würde mal noch interessieren, ob es noch irgendwelche anderen witzigen Hybridschaltungen gibt, die man auch ohne explizite Röhrenaffinität und/oder masochistische Veranlagung einsetzen möchte, einfach weil sie günstige Eigenschaften haben. (Z.B. Kaskode von Rauscharm-Transistor mit Röhre im Elektrostaten-Kopfhörerverstärker?) Letztens habe ich z.B. sowas gesehen:

Da stecken gleich zwei Kniffe drin: Transistor-Stromquelle statt Anodendrossel (alternativ wäre evtl. auch eine Gyratorschaltung denkbar) und damit auf jeden Fall mal vernünftiger Anodenstrom, und mit dem Ruhestrom der zwei Ausgangstreiber im A-Betrieb wird gleich noch geheizt. Ich würde mir ja noch deutlich mehr Spannungsverstärkung und ordentlich Gegenkopplung wünschen, und vom Eingangsrauschen her sind auch die besten Röhren nur mäßig gut, aber egal.