2A3 Push Pull Parafeed 6SL LTP Gyrator Drive 2-stage Pure Class A Ultra-Fi Referenz Röhrenverstärker

Abend Goldrohr

Ich bin gerade im Oldscoll steckengeblieben,du Haust hier Schaltungen rein die ich nicht Verstehe,aber ich Denke du weisst was du machst

Bin sowieso noch bei der Konstantstromquelle hängengeblieben,anstelle Anodenwiderstand.Mir fehlts grad an Theoretischer gegebenheiten.

Ich kenne einen Entwickler GURU der heisst Steinmusic.Ich besitze zum Glück ein solches Gerät,es sind Röhrenhybridendstufen.

Wenn ihr das Gehört habt,es könnte passieren das ihr eure SE und PP Amps. nicht mehr wollt.

so muss ins Bett

Gruss Chris

Hallo Goldrohr,

ich komm jetzt mal aus meiner Kopfschüttel-Ecke raus und kommentiere, was ich hier von dir seit einiger Zeit sehe: Was soll es? Wird es besser klingen, wenn ich das nachbaue, oder sind nur die Papierwerte besser und welche Papierwerte sind denn nun besser?

Dazu erwarte ich Aussagen - insbesondere wenn du das ausdrücklich zum Nachbauen anpreist.

Ich weiß, du bist sehr nahe am Wasser gebaut und empfindest es als Majestätsbeleidigung, wenn man solche hochkomplexen Lösungen als Irrweg abtut. Meine persönliche Erfahrung ist aber, dass der einfache Weg besser klingt als der Komplizierte. Das kommt daher, weil jedes aktive Bauelement sein Eigenleben mit einbringt.

Wenn man Klirr minimieren will (willst du das?), dann kostet das in der Regel Authentizität im Klangbild. Wenn man den Dämpfungsfaktor hochtreiben will (willst du das?), dann klebt oftmals der Klang am Lautsprecher.

Also: Erklär mal, was diese Schaltung besser kann und insbesondere wie das auf die Klangausbeute wirkt. Dann sehen wir weiter.

Gruß
sb

Ein paar Röhren als Zugabe in einem Halbleiterverstärker. Das kann man tun. Muß man aber nicht. Für mich persönlich wäre es nichts.
Wie wäre es, wenn man z.B. die Phasenumkehrstufe mit einer Katodendrossel und die Anoden mit einer Gegentaktdrossel versieht. Dann erhält man erstaunlich große, erstaunlich symmetrische Ansteuerspannungen für die Endtrioden, mit erstaunlich geringen Anodenspannungen.
Die Ausgangsstufe ist eine SRPP-Brückenschaltung. Kann man auch machen, wenngleich Phasenumkehrung in der Endstufe nicht so der große Bringer ist. Es läuft ja wieder darauf hinaus, daß der Lautsprecher keine konstante Impedanz bildet, was für ein symmetrisches Arbeiten aber nötig ist.


MfG
DB

DB (Beitrag #4) schrieb:

Die Ausgangsstufe ist eine SRPP-Brückenschaltung.

Die Schaltung hat noch nicht mal grobe Ähnlichkeit mit einer SRPP, geschweige denn mit der Funktionsweise.

Es läuft ja wieder darauf hinaus, daß der Lautsprecher keine konstante Impedanz bildet, was für ein symmetrisches Arbeiten aber nötig ist.

Und genau das wird hier nicht passieren, sondern in Konsequenz das Gegenteil. Nämlich eine straffe Kontrolle auch problematischer Lautsprecher, ohne dass die Schaltung infolge Impedanzschwankungen verzerrt.

Schau einfach nochmal mal genau hin, dann wird dir auch so ein Unsinn hier nicht mehr rausrutschen...

Ein paar Röhren als Zugabe in einem Halbleiterverstärker.

selbstbauen (Beitrag #3) schrieb:

Was soll es? Wird es besser klingen, wenn ich das nachbaue, oder sind nur die Papierwerte besser und welche Papierwerte sind denn nun besser?

Sowohl, als auch.

insbesondere wenn du das ausdrücklich zum Nachbauen anpreist.

Ich preise das nicht zum Nachbau an. Ich möchte lediglich ein paar Anstöße geben und ggf. einen anregenden Austausch pflegen.

Meine persönliche Erfahrung ist aber, dass der einfache Weg besser klingt als der Komplizierte. Das kommt daher, weil jedes aktive Bauelement sein Eigenleben mit einbringt.

Das erste ist ein guter Ansatz, den ich auch teile. Aber ich sehe das nicht als Dogma.

Deine Ansicht bzgl. aktiver Bauteile teile ich so allerdings nicht. Es kommt drauf an, wie man sie verwendet. Auch passive Bauteile schlagen gerne ins Kontor, und zwar nicht nur die allseits verbreiteten RC-Glieder. So ein simples Feedback-Kabel ist als Komponente an sich ja nun völlig unverdächtig, aber die klanglichen Kollateralschäden, die dieses Bauteil angerichtet hat, sind bis heute immens.

Wenn man Klirr minimieren will (willst du das?), dann kostet das in der Regel Authentizität im Klangbild. Wenn man den Dämpfungsfaktor hochtreiben will (willst du das?), dann klebt oftmals der Klang am Lautsprecher.

Das klingt jetzt schon sehr nach Voodoo.

Erklär mal, was diese Schaltung besser kann und insbesondere wie das auf die Klangausbeute wirkt. Dann sehen wir weiter.

Für den Anfang, diese Schaltung erreicht so ca. die vordergründigen Papierwerte wie ein guter Willliamson-Clone. Allerdings mit weniger Stufen, ohne Gegenkopplung (ausser der Trioden-immanenten), ohne so hohe Ansprüche an den AÜ, und ohne die Phasen- und Frequenzgangsschweinereien. Auch ist der Antrieb des AÜ um einiges unproblematischer, da vollkommen DC-frei und extrem niederohmig, was zu einer besseren Linearität an komplexen Lasten führt.

Gerne gehe ich auf einzelne Aspekte auch noch genauer ein.

Gruß, GR

Hallo,

Ich kann es mir nicht verkneifen...auch meine 2 ct zum Thema

Also, für alle, die ein paar unterstützende Halbleiter nicht aus ideologischen Motiven ablehnen, hier findet ihr ein Design, welches ihr als Messlasste und/oder Blaupause für eigene Entwürfe verwenden könnt:

Das Design kann man auch mit ideologisch ablehnender Haltung gegenüber Halbleitern in Röhrenverstärkern verstehen, umkonzipieren und verwenden.
Und SRPP mit Trioden in der Endstufe ist doch gar kein schlechter Gedanke. Nun, sicher ist die Last über den Frequenzverlauf eines realen Lautsprechers nicht immer 100% SRPP-tauglich, aber grob näherungsweise passt es immer. Wobei ja der gezeigte Entwurf eben nicht SRPP ist.
Im Falle einer SRPP-H-Schaltung ist Leistung und Effizienz nicht das, was man erwarten sollte. Viel mehr ist an diesem Konzept die vergleichsweise hohe Phasentreue und die Verwendung, selbst billigster Klingeltrafos als Ausgangsübertrager intgeressant. Was man an dieser Stelle einspart, kann man ja in die zusätzlichen Röhrensysteme "stecken"...was am Ende das gleiche Loch ins Etat reißt.
Simuliert habe ich mich schon mit dergleichen Topologien auseinandergesetzt...meiner ideologischen Haltung entsprechend , jedoch nur mit Eisen, Kupfer und Vakuum . Die Ergebnisse sind wirklich erstaunlich...und wenn man mehr auf geringe Phasenfehler, Klirrwerte und das nicht Vorhandensein einer globalen Gegenkoppelung, denn auf Leistungsabgabe optimieren möchte, ist dieses Konzept durchaus des Befassens damit wert.
Leider fehlt mir für eine reale Umsetzung momentan die Zeit...

Gruß, Matthias

Die Konstantstromquelle Q1 / Q2 hat einen eingebauten Temperaturgang (~ -2[mV/K] der U(BE)-Strecke von Q2) von ca. -18.2[µA/K].

Bei der 6SL7 kann die Kathode bei 3[mA] Anodenstrom laut GE-Datenblatt der 6SL7-GT maximal ~3[V] positiver sein als das Gitter - das Kathodenpotential der 6SL7 wäre damit also ca. +3[V] (weil die Gitter ja - direkt oder via R1 - an 0[V] angenagelt sind). An R6 (110[Ohm]) fallen bei 6[mA] Strom 660[mV] ab. Dann errechnet sich U(CE) von Q1 zu: 42[V](V4) - 660[mV](U(BE)Q1) + 3[V](AP(6SL7)) = ca. 44.3[V]. Mit ca. 6[mA] Kollektorstrom durch Q1 haben wir damit ca. 266[mW] Verlustleistung auf dem Transistor. Da wird er aber - wenn er nicht gekühlt wird - schon ganz schön warm, der TO-92 Transistor. Vielleicht wäre hier doch ein Transistor in einem etwas größeren Gehäuse die betriebssicherere Wahl?

Grüße

Herbert

Goldrohr (Beitrag #5) schrieb:

DB (Beitrag #4) schrieb: Die Ausgangsstufe ist eine SRPP-Brückenschaltung. Die Schaltung hat noch nicht mal grobe Ähnlichkeit mit einer SRPP, geschweige denn mit der Funktionsweise.

http://www.bonavolta.ch/hobby/images/audio/6dj8srpp.gif
Nur weil Du es nicht siehst, bedeutet das nicht, daß es nicht doch so ist.

Goldrohr (Beitrag #5) schrieb:

Schau einfach nochmal mal genau hin, dann wird dir auch so ein Unsinn hier nicht mehr rausrutschen...

Hiermit beweist Du Konstanz und Berechenbarkeit. Ich hätte mich auch arg gewundert. Beschimpfst Du jetzt den Herbert und den Matthias auch, weil sie sich erdreisten, Dein goldenes Kalb nicht gebührend zu würdigen?


DB

Servus DB,

ich vermute mal, daß die (nicht unbedingt auf den ersten Blick auffallenden) Schlüsselbauelemente - und das, was den Unterschied zur SRPP ausmachen könnte - C1, C4, C5 und C6 sowie R11, R12, R19 und R20 sind. Damit werden aus den MOSFET-Teilstufen M1, M2, M3 und M4 Gyratoren - mit "Induktivitäten", die sich sehr überschlägig (und meiner reinen Erinnerung nach, ohne jetzt groß Literatur zu wälzen oder das Thema auf einem Blatt Papier in allzu großer Tiefe aufzudröseln) durch Rx * Ry * Cx / S berechnen (allerdings nur in der "reinen" Gyratorschaltung, die hier aus meiner Sicht nicht vorliegt - dazu weiter unten mehr):

Hierbei gilt:

• "Rx" = R11, R12, R19 und R20.
  
• "Ry" = R2, R3, R4, R5.
  
• "Cx" = C1, C4, C5, C6.
  
• "S" ist die Vorwärtssteilheit des NDD01N60 N-Kanal-MOSFETs, die im Datenblatt von On-Semiconductor mit typ. 0,9[S] angegeben ist.
  

Die Dinger spielen also vermutlich virtuelle Drossel (natürlich ohne jedes Energiespeichervermögen - und damit mit einem deutlich anderen Betriebsverhalten wie "echte" Drosseln), wobei der "Induktivitäts"wert bei M3 und M4 möglicherweise in der Gegend von ca. 3.700[H] liegt (erscheint mir etwas viel, wahrscheinlich ist meine Erinnerungsformel oben doch nicht ganz richtig) - bei M1 und M2 wäre der "Induktivitäts"wert dann je ca. 95[H]. Daß die parasitäre Rückwärts-DS-Diode in diesen MOSFETs so in keiner echten Drossel vorhanden ist, sei nur am Rande erwähnt.

Was mich in's Grübeln bringt und stört (und eine Abweichung von der "reinen Gyrator-Lehre" ist), sind folgende Punkte:

• Bei R11, R12, R19 und R20 hätte ich erwartet, daß sie mit ihrem gatefernen Ende an den Drainanschluß des ihnen zugeordneten MOSFETs gehen - und nicht an einen Knotenpunkt eines Spannungsteilers, der noch dazu wechselspannungsmäßig nicht mal kalt ist und so zur Interaktion verschiedener Schaltungsteile geradezu "einlädt". Ob diese Interaktion produktiv oder kontraproduktiv ist, kann ich derzeit nicht beurteilen. Insbesondere die riesigen - und unvermeidlichen - Parametertoleranzen von MOSFETs (z.B. im Datenblatt spezifizierte Gate-Source-Schwellspannung VGS(TH) des NDD01N60 von 2.2[V] bis 3.7[V] - Delta also 68%), die an diesem Knotenpunkt in jeden Symmetrierungsansatz einen Riesentorpedo reinschießen können, erzeugen hier Stirnrunzeln......in der Simulation kann sowas (weil die Bauelemente gleichen Typs alle mit dem identischen Modell arbeiten) prima aussehen......in der Praxis kann das vielleicht darauf hinauslaufen, daß man die MOSFETs paarweise in eng gesteckten Toleranzgrenzen selektieren muß (eine Scheißarbeit, wie ich aus eigener Erfahrung sagen kann).
  
• Die Lastabgriffe ("pre1", "pre2", "out1" und "out2") sitzen für klassische Gyratorschaltungen eigentlich am "verkehrten" Ende der Widerstände R2, R3, R4 und R5 - Klassisch wäre eigentlich, wenn sie direkt an den Anoden der Röhren U1, U2, U3 und U4 sitzen würden.
  
• Der "Sperr"widerstand eines Gyrators - vom Gate zum Sourceanschluß des jeweiligen MOSFET - fehlt komplett (Größenordnung: Etwa selber Widerstandswert wie der (ideale) Drain-Gate Widerstand).
  
• Die Widerstände R9, R10, R17 und R18 (je 220[Ohm]) bilden zusammen mit der Eingangskapazität der NDD01N60 MOSFETs von 160[pF] (gemäß Datenblatt von ON-Semiconductor) Tiefpässe mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 4,5[MHz]. Das ist an sich unproblematisch - allerdings muß die Stufe in der Gateladekurve von ca. 1[nC]....ca. 4[nC] bei ca. +4,5[V] U(GS):
  
  
  
  möglichst schnell überwunden werden - und dafür braucht es Strom. Ob da R9, R10, R17 und R18 kontraproduktiv sind oder nicht (insbesondere beim von mir vermuteten Gyrator-Einsatz, wo der Strom ja im wesentlichen nur aus den 220[nF] Kondensatoren kommen kann), kann ich mangels Rechnerei momentan nicht beurteilen. Ob diese Stufe in der Gateladekurve (die eine Ursache für Nichtlinearitäten sein kann) im Simulationsmodell des MOSFETs enthalten ist oder nicht, weiß ich natürlich auch nicht - ich hatte in der Vergangenheit allerdings genug Modelle von MOSFETs in Simulationen, wo es diese Stufe im Modell nicht gab.
  

Wie auch immer - hier werden wir sicherlich in Kürze kompetente Aufklärung durch den Erschaffer dieses Referenzdesigns erhalten.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

hier ist ein Gyrator:
http://www.bartola.c...06/pmos-gyrator1.png
Ist zwar mit PMOS, kann man aber auf den Kopf stellen zum Anschauen.
Hier geht man unterhalb des Gyrators weg, wie gehabt:
http://cdn.head-fi.org/d/dd/dd70290f_d3agyr.jpg
Wenn man aber oberhalb des Sourcewiderstandes die Last anschließt, hat man SRPP mit fester Vorspannung für das oberste System.


MfG
DB

Servus DB,

diesen - durchaus wichtigen - Punkt hab' ich vorher noch in meinem Beitrag ergänzt (hat sich zeitlich mit Deinem Beitrag überschnitten)......das ist mir bei der ersten Durchsicht durchgerutscht. Und: ich schrieb ja in meinem Beitrag oben auch, daß bestimmte Punkte der Schaltung für mich eine gewisse Gyrator-"Anmutung" haben - andere aber eben überhaupt nicht.

Solche "progressiven" Entwürfe - mit deren Prinzipien bis jetzt keine praktischen Betriebserfahrungen vorliegen - sind sicher eine gewaltige Herausforderung für jeden Nachempfinder. Mehr noch als bei anderen Schaltungskonstruktionen gilt hier, daß die Simulation - z.B. wegen der Unzulänglichkeiten der Bauteilemodelle, die die Realität (mit all ihren Grenzen, Toleranzen und anderen negativen Eigenschaften) in der Regel nur bruchstückhaft abbilden - bestenfalls ein erstes Indiz zur Funktion geben kann. Es wäre allerdings auch nicht der erste Prototyp / Versuchsaufbau, der sich total anders verhält wie die Simulation - weil die Simulation halt von ganz anderen Voraussetzungen (= Modelle) ausging, wie das, was im echten Leben dann vorhanden war.

Für mich gilt deswegen seit vielen Jahrzehnten: Es lebe der sorgfältig getestete und dokumentierte Versuchsaufbau (auch, wenn's optisch ein Verhau sein sollte) - erst ein Versuchsaufbau komplettiert eine (sicher sinnvolle und heute nicht mehr wegzudenkende) Simulation.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

da hast Du recht. Ohne einen realen Versuchsaufbau geht es nicht.

MfG
DB

Ein Punkt ist z.B. der im Referenzdesign von Goldrohr dargestellte Trafo (Ausgangsübertrager), bestehend aus L1 und L2, dem via Spice-Direktive "K1" ein Kopplungsverhältnis von "1" zugewiesen wurde. Nun ist mir natürlich nicht bekannt, welche (parasitären und sonstigen nichtidealen) Eigenschaften den Spulen L1 und L2 zugewiesen wurden - weil: im Schaltbild steht ja diesbezüglich nichts (obwohl die Kenntnis solcher Parameter für jemanden, der den formulierten Anspruch:

Goldrohr - in Beitrag #1 - schrieb:

hier findet ihr ein Design, welches ihr als Messlasste und/oder Blaupause für eigene Entwürfe verwenden könnt

ernst nimmt, natürlich eminent wichtig wäre). Fakt ist jedenfalls, daß es Transformatoren mit einem Kopplungsfaktor von "1" in der realen Welt nicht gibt. Trafos und Induktivitäten in LTSpice sind sowieso ein weites und umfangreiches Feld - das (für Trafos) in diesem (ganz hervorragenden) 764-seitigen Buch ab Seite 515 im Detail beackert wird:



Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

pragmatiker (Beitrag #14) schrieb:

Ein Punkt ist z.B. der im Referenzdesign von Goldrohr dargestellte Trafo (Ausgangsübertrager), bestehend aus L1 und L2, dem via Spice-Direktive "K1" ein Kopplungsverhältnis von "1" zugewiesen wurde.

dazu hatte ich vor ein oder zwei Jahren mit dem leider verstorbenen Gerd Reinhöfer ein Gespräch. Der Kopplungsfaktor für Gegentakt-AÜ könne zu etwa 0,9999 und der von Eintakt-AÜ zu 0,999 angenommen werden. Zusätzlich kommen natürlich noch Widerstände und Kapazitäten ins Spiel.

pragmatiker (Beitrag #14) schrieb:

(obwohl die Kenntnis solcher Parameter für jemanden, der den formulierten Anspruch: Goldrohr - in Beitrag #1 - schrieb: hier findet ihr ein Design, welches ihr als Messlasste und/oder Blaupause für eigene Entwürfe verwenden könnt ernst nimmt, natürlich eminent wichtig wäre).

Sowas würde ich mir über eigene Entwürfe nie getrauen zu behaupten.


MfG
DB

Servus DB,

DB (Beitrag #15) schrieb:

dazu hatte ich vor ein oder zwei Jahren mit dem leider verstorbenen Gerd Reinhöfer ein Gespräch. Der Kopplungsfaktor für Gegentakt-AÜ könne zu etwa 0,9999 und der von Eintakt-AÜ zu 0,999 angenommen werden.

das ist interessant. Mit so hohen - dem Ideal nahen Werten - gehe ich eigentlich nie an Simulationen ran, bei denen es "um etwas geht". Hat Gerd - dessen Kompetenz in diesem Bereich natürlich unbestritten war - das irgendwie näher begründet?

Grüße

Herbert

Nein, hat er nicht, es war auch keine tiefgründigere Diskussion. Ich wollte damals nur kurz wissen, was man da halbwegs genau annehmen könnte.

MfG
DB

Hallo zusammen,

erlaubt mir, auf ein paar der geäusserten Aspekte einzugehen.

Natürlich kann man diese Verstärkertopologie auch ganz ohne Halbleiter aufbauen, wenn wir auf ein paar Pentoden und ggf. Drosseln zurück greifen. Allerdings stiegt üblicherweise der Schaltungsaufwand, während akustische Performance und energetischer Wirkungsgrad sinken. Ausserdem bestünde die Gefahr, dass wir am Ende (frei nach DB) bei einem Drosselverstärker mit ein paar Röhren als Zugabe landen

Das Herzstück der Schaltung ist diese Stufe hier

welche ich vor einiger Zeit mal entworfen hatte. Worauf hin mich ein netter Kollege darauf hinwies, das bereits vor >20 Jahren Alan Kimmel dazu veröffentlicht hatte. Sein Weg führte allerdings über einen modifizierten Mu-Folger und Pentoden zu Mosfets, während ich direkt auf den Mosfet kam...
Wer dazu gerne Alans Artikel lesen mag, hier http://www.fetaudio.com/wp-content/uploads/2003/09/Mu-Stage.pdf
Kurzum, es handelt sich um eine (hybride) Mu-Stufe (oder für DB, eine SRPP).
Die geäusserte Annahme, es handelt sich hier um "progressiven" Entwürfe - mit deren Prinzipien bis jetzt keine praktischen Betriebserfahrungen vorliegen - ist somit leider falsch.

Auf die Idee, das ganze in einen Differenzverstärker, ggf. mit CCS Tail zu packen, brachte mich ein anderer Forumskollege. Damit werden die nahezu idealen Betriebsbedingungen für die Triode nochmal um eine stufeninterne Aufhebung des K2 ergänzt.

Hinweis am Rande: Die CCS aus Q1/Q2 hab ich nur in der Simu der Einfachheit halber an die -42V geklemmt. In der Praxis kann man die besser ans negative Potential einer DC-Heizung klemmen, die paar Volt reichen für eine stabile Regulierung auch aus.

Bzgl. dem geäusserten Hinweis auf die Toleranzen der Mosfets, hier ist es sicher sinnvoll, zumindest in der Leistungsstufe noch einen Trimmer einzubauen, um den AÜ auch wirklich DC-frei anzusteuern. Oder einen Parafeed-Kondi in Serie zum AÜ einbauen. Das kommt in der Praxis aber auch alles sehr auf den verwendeten AÜ an.

Apropos AÜ, natürlich gibt es in der Realität keinen idealen AÜ mit "Koppelfaktor 1". Das ist für die Simu hier aber total egal, da z.B. keine Feedback-Schleife drüber läuft. Natürlich könnte ich einen anderen K-Faktor simulieren, allerdings - einzige Änderung wäre ein zu beobachtender Höhenabfall. Ich will aber nicht die Auswirkungen des K-Faktors simulieren, sondern die Eigenschaften der Schaltung, und die sind in der Tat recht bemerkenswert (z.B. Frequenzgang -1dB von <10Hz bis >>100kHz).

In der Praxis sind Frequenzgang und Phasendrehung dieses Entwurfes vom verwendeten AÜ abhängig, und nicht von der restlichen Schaltung.

Hallo
Habe im www. zwei Parafeed Schaltungen gefunden.
Das tolle daran wird wohl sein das der Aü keinen Luftspalt braucht und mann simple Trafos einsetzen kann.

Ich frage mich aber wie hoch bei solchen Schaltungen der Wirkungsgrad ist,also Abgegebene Sprechleistung ?

hat hier aber wohl nix mit SRPP zu tun?






Gruss Chris

Hallo Chris,

machbar ist "Parafeed" schon. Die Frage ist, wo setzt man es ein, immerhin braucht man zusätzlich zum Ausgangstrafo noch eine Drossel und die Parallelschaltung Drossel / Übertrager muß immer noch eine hinreichende Induktivität ergeben, damit tiefe Frequenzen nicht benachteiligt werden.
Auf Deinem ersten Bild hat man zwei Anodendrosseln und einen Übertrager. Gespart wird da nichts, vor allem weil der Ausgangstrafo bei einer Gegentaktschaltung ohnehin gleichstromfrei betrieben wird.

In der Studiotechnik fand sich diese Schaltung recht häufig in den Ausgangsstufen von Vorverstärkern. Dort hatte man tw. auch zwei kapazitätsarm gewickelte Drosseln in Reihe geschaltet, weil sonst die Wicklungskapazität zusammen mit dem hohen Innenwiderstand der Pentoden Probleme gibt, brauchbare obere Grenzfrequenzen zu erreichen. Dort kam es auf den Aufwand aber auch nicht an.


MfG
DB

DB (Beitrag #20) schrieb:

vor allem weil der Ausgangstrafo bei einer Gegentaktschaltung ohnehin gleichstromfrei betrieben wird.

Der klassische Gegentakt-AÜ wird eben nicht gleichstromfrei betrieben. Lediglich die Vormagnetisierung des Kerns hebt sich durch die gegensätzlichen Flußrichtungen idealerweise auf. Parafeed ist wirklich gleichstromfrei. Und ja, das macht einen Unterschied.

Gut, das war ein Fehler im Ausdruck. Der Gleichstrom macht aber nichts, außer daß er zu einer geringfügigen Erwärmung des Trafos führt.
Die Vormagnetisierung ist im Gegentaktbetrieb nicht vorhanden und darauf kommt es an.


DB

Hallo

Ich dachte jetzt halt nur das mann z.b 100V Übertrager nehmen könnte(weil die billig sind)aber wenn die Anodendrossel auch noch was kostet lohnt sich Parafeed wohl nicht so richtig als Endverstärker.

Gruss Chris

100V-Übertrager haben eine zu geringe Primärinduktivität, als daß man damit was reißen könnte.

MfG
DB

chris2178 (Beitrag #23) schrieb:

aber wenn die Anodendrossel auch noch was kostet lohnt sich Parafeed wohl nicht so richtig als Endverstärker.

Lohnen hinsichtlich was?

Preislich, die Mosfets und gute Kondis, welche die Anodenlast in meinem Schaltplan bilden, sind alle Pfenningskram.
Energieverbrauch, na ja, die 2 Mosfets in der Endstufe verballern in Summe ca. 11W.
Klanglich, auf jeden Fall.

Noch ein paar Hinweise zu deinen Anmerkungen

pragmatiker (Beitrag #10) schrieb:

Bei R11, R12, R19 und R20 hätte ich erwartet, daß sie mit ihrem gatefernen Ende an den Drainanschluß des ihnen zugeordneten MOSFETs gehen - und nicht an einen Knotenpunkt eines Spannungsteilers, der noch dazu wechselspannungsmäßig nicht mal kalt ist und so zur Interaktion verschiedener Schaltungsteile geradezu "einlädt". Ob diese Interaktion produktiv oder kontraproduktiv ist, kann ich derzeit nicht beurteilen. Insbesondere die riesigen - und unvermeidlichen - Parametertoleranzen von MOSFETs (z.B. im Datenblatt spezifizierte Gate-Source-Schwellspannung VGS(TH) des NDD01N60 von 2.2[V] bis 3.7[V] - Delta also 68%), die an diesem Knotenpunkt in jeden Symmetrierungsansatz einen Riesentorpedo reinschießen können, erzeugen hier Stirnrunzeln......in der Simulation kann sowas (weil die Bauelemente gleichen Typs alle mit dem identischen Modell arbeiten) prima aussehen......in der Praxis kann das vielleicht darauf hinauslaufen, daß man die MOSFETs paarweise in eng gesteckten Toleranzgrenzen selektieren muß (eine Scheißarbeit, wie ich aus eigener Erfahrung sagen kann). - allerdings muß die Stufe in der Gateladekurve von ca. 1[nC]....ca. 4[nC] bei ca. +4,5[V] U(GS): möglichst schnell überwunden werden - und dafür braucht es Strom. Ob da R9, R10, R17 und R18 kontraproduktiv sind oder nicht (insbesondere beim von mir vermuteten Gyrator-Einsatz, wo der Strom ja im wesentlichen nur aus den 220[nF] Kondensatoren kommen kann), kann ich mangels Rechnerei momentan nicht beurteilen. Wie auch immer - hier werden wir sicherlich in Kürze kompetente Aufklärung durch den Erschaffer dieses Referenzdesigns erhalten.

1. Über den Spannungsteiler halten wir Ua - oder genauer, die Spannung oberhalb der Anodenwiderstände - konstant (sofern kein Signal anliegt). Somit sind Parameterstreuung und Alterung der Röhren deutlich entschärft. Der Anodenwiderstand wirkt hier zudem genau so wie ein klassicher Autobias-Kathodenwiderstand.
   Wechselspannungsanteile auf B+ oder an den Spannungsteilern ist kein Problem. Auch hier wird möglicher Ripple in jeder der (Gegentakt-)Stufen quasi perfekt(*) kompensiert - ohne weitere dedizierte Filtermaßnahmen.
   (* Im Modell: Ripple-Spannungen >>10V(!) an B+ -> Brumm an den Lautsprecherklemmen im µV Bereich)
   
2. Die Mosfets arbeiten als Folger unterhalb der benannten Stufe. Die Eingangskapazität ist hier kein Problem. Der Strom, welcher die Gates lädt, "pendelt" übrigens zwischen den Gates und (in viel höherem Maße) den Kondis hin und her. Schliesslich handelt es sich hier um Gegentaktstufen.
   

MfG
GR

Noch ein paar Eckdaten:

Sprechleistung ~9.5W
Verlustleistung ~56W + ~14W Heizleistung
Eingangsempfindlichkeit 890mVeff
Klirr bei max. P ~0.4% (K3, K5)
Leistungsbandbreite -0.3dB / 18Hz-150kHz, -1dB / 10Hz-300kHz (ohne AÜ-Effekte)
Dämpfungsfaktor ~25 (an 8 Ohm)
PSRR -> rechnerisch perfekt, i.W. nur durch Röhrenstreuung beeinträchtigt.

Das ganze natürlich ohne Gegenkopplung. D.h. geringe IM, keine TIM Verzerrungen.

Nebenbemerkung: Diese Werte werden auch so oder nur wenig schlechter auch an realen Lautsprecherlasten erreicht. Im Ggs. z.B. zu einer SRPP H-Brücke als Leistungsstufe, welche die idealen Werte nur an einer konstanten Lastimpedanz (d.h. für die Galerie) liefert, an realen Lautsprechern aber massiv ins Schlingern gerät...

Goldrohr (Beitrag #27) schrieb:

Sprechleistung ~9.5W Verlustleistung ~56W + ~14W Heizleistung

Das macht eine Gesamtleistung von 79,5W und das macht einen Wirkungsgrad von <12%, reife Leistung.

GüntherGünther (Beitrag #28) schrieb:

Das macht eine Gesamtleistung von 79,5W und das macht einen Wirkungsgrad von <12%, reife Leistung.

Und wenn ich auf Zimmerlautstärke mit 1 Watt höre, sogar nur 1%.

Aber Wirkungsgrad kann ich nicht hören.