Black Cat 2 Netzteil und Potentiometer umbau

Hallo,

[quote="tsaG1337 (Beitrag #1)"]
1.Kann ich die Heizspannung der KT88 auch als Gleichstrom realisieren? Mit Massebezug und DC habe ich es "irgendwie lieber" Spricht etwas dagegen?[/quote]
der Aufwand spricht dagegen und auch der fehlende Sinn. Fremdspannungsabstand wird an anderen Stellen erzeugt oder verschenkt als an der Heizung indirekt geheizter Endröhren.


MfG
DB

Okay, dann also mit Wechselspannung

Wie sieht es denn mit den anderen Punkten aus, kannst Du mir dazu was sagen?

Servus tsaG1337,

ich beziehe mich auf diese beiden Schaltbilder von Dir:

a.) Anodenspannungsnetzteil:


b.) Gitterspannungsnetzteil:


Der IRF840 ist ein N-Kanal-Enhancement-MOSFET. Bei der Anodenversorgung leitet da nur die Substratdiode und die vollen 450[V] erscheinen am Ausgang. Und der MOSFET wird diesen verpolten Betrieb aller Wahrscheinlichkeit nach auch nicht überleben, weil der Grenzwert der Gate-Source-Spannung U(GS) (+/-20[V]) im Einschaltmoment durch die Ladezeit von C19 (der übrigens - genauso wie die Elkos C20 und C22 - falsch herum gepolt ist) massiv verletzt wird und die Gatespannung auch nicht auf mehr als ca. 300[V] ansteigen kann (U(GS) also mindestens immer ca. 150[V] beträgt). Beim Gitterspannungsnetzteil sind ähnliche Defizite zu beklagen: Die Z-Diode D9 ist in Durchlaßrichtung geschaltet und wirkt als reine Siliziumdiode - an ihr stehen gegen Masse also ca. -0.7[V] an. Dieses Potential ist gleichzeitig das Gate-Potential des MOSFETs - U(GS) beträgt also ca. -180[V] --> massive Grenzwertverletzung. Da der Ausgang der Drain-Anschluß ist (der mit dem Gate-Anschluß in keinerlei fester Potentialverkoppelung steht), ist eine Stabilisierung der Gate-Spannung komplett wirkungslos, weil der Drain-Anschluß (je nach Last usw.) macht, "was er will" (sprich: das Potential am Drain-Anschluß ist beliebig). Weiter habe ich mir die Schaltungen jetzt nicht angesehen, weil das völlig sinnlos ist.

Ganz generell ist die Stabilisierung der Gate-Spannung von Enhancement-MOSFETs selbst dann, wenn man einen Sourcefolger baut, nicht besonders glücklich, weil die riesige Toleranz der Gate-Source-Thresholdspannung (die mehrere Volt betragen kann) dann - neben Temperatureffekten - voll in das Ergebnis (sprich: die Ausgangsspannung) eingeht. Wenn man sowas schon so altertümlich machen will, dann sind hier die BE-Strecken von Bipolartransistoren die berechenbareren Kandidaten.

Fazit: Funktionieren wie geplant werden beide Schaltungen nicht - mit Glück fliegen sie Dir nicht um die Ohren - deswegen die klare und knappe Antwort:

tsaG1337 (Beitrag #1) schrieb:

Ich habe eine Schaltung für die negative- und Anodenspannung entworfen, kann ich das so benutzen?

Nö.

Den grundsätzlichen Weg, wie man so einen HV-Regler mit modernen, heutigen Bauteilen aufziehen kann, weist z.B. der LT3080 von Linear Technology (Du mußt die Schaltung natürlich für Deinen Einsatzfall umdimensionieren und anpassen):



Alternativ als Anregung für eigene Ideen noch ein kostengünstiger und aus leicht erhältlichen Bauteilen aufgebauter Entwurf, der zwar schon einige Jährchen auf dem Buckel hat, aber einwandfrei funktioniert (das ist ein Schaltplanausriß aus einem größeren Projekt, bei dem es auf extrem gute Fremdspannungsabstände ankam) - der grundsätzliche (aus meiner Sicht recht clevere) Entwurf stammt von Eugene V. Karpov und wurde von mir auf meine Bedürfnisse "umgestrickt":


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d4c3yz5lejg55hd7t.gif

Bei dieser Schaltung ist darauf zu achten, daß man ausschließlich den TL431 (U(max) +37[V]) und nicht den TLV431 einsetzt, da der bereits bei einer Kathodenspannung von +7[V] nicht mehr kooperationsbereit ist (in dieser Schaltung aber eine Kathodenspannung (bei +282[V] Eingangsspannung) von ca. +17[V] vorhanden ist). Die Schaltung kann - bei Beachtung der Verlustleistungsgrenzen und fachgerechter Kühlung - ggf. deutlich mehr als die angegebenen ca. 34[mA] Strom --> hier ist dann der Strombegrenzungswiderstand R34 entsprechend anzupassen. Für höhere Ein- und Ausgangsspannungen sind die Spannungsteiler R39 / R40 sowie R37 || R38 / R36 entsprechend anzupassen - die Schaltung selbst kann mit bis zu MAXIMAL +450[V] Eingangsspannung (T1, T2) sowie bis zu maximal ca. +380[V] Ausgangsspannung (C24 / C25) umgehen. Mehr als ca. 20[W] Verlustleistung sollte man T1 auch bei allerbester Kühlung auf gar keinen Fall zumuten. Braucht man hier mehr Leistung, sollte man auf MOSFETs im TO247 Gehäuse ausweichen oder mehrere - auf Paarungstoleranzen ausgemessene und durch passende Sourcewiderstände symmetrierte - MOSFETs parallelschalten. Bei Parallelschaltung mehrerer MOSFETs steigt die Steilheit des damit gebildeten "Gesamt-MOSFETs" entsprechend an, so daß eine Neukompensation der Regelschleife (R62 / C23 sowie R32) erforderlich werden kann. An den Knotenpunkt des Eingangsspannungsteilers R39 / R40 darf KEIN Siebkondensator gehängt werden, da ein Bruchteil der verbrummten Eingangsgleichspannung an der Basis von T2 für die korrekte Funktion der Schaltung erforderlich ist (Vorwärts-Brummkompensation). Die Kathode von IC1 ist ein Open-Collector-Ausgang, so daß IC1 in Verbindung mit T2 einen Kaskode-Regelverstärker bildet.

Grüße

Herbert

Wow, vielen Dank für diese sehr ausführliche Antwort!



Da ich, anscheinend die 450V im AÜ brauche und ich sonst wohl die gesamte Schaltung umrechnen müsste (was leider über meinen Fähigkeiten liegt) werde ich mir das nochmal durch den Kopf gehen lassen und das Netzteil noch ein wenig umbauen.

Ich denke mal bei der Verlustleistung ist es sinnig die Netzteile aufzuteilen und doch eins pro Kanal zu nutzen

Sorry für den Doppelpost, aber ich habe deine Schaltung mal übernommen und angepasst.

Ich muss zugeben, ich habe mich heute das erste mal längere Zeit mit der ganzen Verstärker Schaltung befasst und nun schon etwas mehr verstanden...

Hier nun mein angepasstes Netzteil. Nun denke ich das ich mit einem Netzteil alle Vorstufen/RIAA-Röhren betreiben kann, also alle 8 E88C/ECC82/ECC83 betreiben kann. Ich habe einen Strom von ca 19 mA angenommen (der in Wirklichkeit ja etwas niedriger sein sollte (?)).

Den BUX85 habe ich in meiner Simulation genutzt, da ich den BUX87 nicht in meiner Datenbank habe.

Was hältst Du davon?

tsaG1337 (Beitrag #6) schrieb:

Was hältst Du davon?

Kurzfassung: Das wird so aller Wahrscheinlichkeit nach nicht (richtig) funktionieren. Langfassung:

Zwischen R14 || R18 und LED1 gehört ein passend dimensionierter Serienwiderstand rein, der den Einstellbereich des Potentiometers auf für die Schaltung ungefährliche Werte einengt. Für +300[V] Ausgangsspannung muß der gesamte oberhalb der Anode von LED1 liegende Widerstandswert (also R14 || R18 zuzüglich des erwähnten Serienwiderstandes) 107.44[kOhm] betragen. Der Mindeststrom durch IC1 (das ist ein Shuntregler, der ja schließlich auch irgendwoher seine Betriebsspannung bekommen muß) beträgt für ein einwandfreies Regelverhalten 1.0[mA] laut TI-Datenblatt des TL431. Damit ist R8 in Deinem Schaltbild VIEL zu hochohmig, weil da 1.) der Mindeststrom für den Regler nicht hergeht und 2.) aus lauter Versorgungsspannungshunger für IC1 der Transistor Q7 entweder mehr oder weniger in die Sättigung gefahren wird - sprich: nicht mehr regeln kann (und zwar weder gegengekoppelt noch für die Brummspannungsvorwärtskompensation)......oder der Versorgungsstrom für IC1 geht über die U(BE)-Strecke von Q7 und den (zu niederohmigen) R6 her - auch das ist nicht das, was man haben will. Überschlägig müßte bei Deinem Spannungsniveau für die Ein- und Ausgangsspannung der Widerstandswert von R8 bei etwa 91[kOhm] liegen. Den Spannungsteiler R6 / R7 in Deiner Schaltung würde ich auch etwas anders dimensionieren: R6 = 750[kOhm], R7 = 29.4[kOhm]. Die Grundlast von ca. 2.75[mA] für den Regler durch R14 || R18, LED1 und R16 ist übrigens aus Gründen der Reglerstabilität gewünscht - aber sie dient auch zum sicheren Entladen aller am Ausgang dranhängenden Kondensatoren in endlicher Zeit auf ein Spannungsniveau < 24[V] (was auch durch das Erlöschen von LED1 angezeigt wird).

Die grüne Leuchtdiode "LED1" hat übrigens auf die Qualität der Ausgangsspannung / der Regelung für den Anwendungsfall "Röhre" keine negativen Auswirkungen, auch wenn sie (zur Überwachung der Entladung von Ausgangskondensatoren, aber auch zur Reduzierung von Bauteilen und Leistungsverbrauch) im Rückführungskreis der Regelung sitzt. Die Vorwärtsspannung der LED1 beträgt im Mittel ca. 2[V], der Vorwärtsstrom der LED1 beträgt im Mittel ca. 2.75[mA]. Damit entstehen an der LED1 im Mittel ca. 5.5[mW] Verlustleistung. Der thermische Widerstand von 5[mm] LED-Gehäusen beträgt (ohne Berücksichtigung der Kühlwirkung von Anschlußdrähten, Leiterplatten usw.) ca. 260[°C/W]. Mit den oben aufgeführten ca. 5.5[mW] Verlustleistung erfährt das LED-Gehäuse also maximal eine Temperaturänderung von ca. 1.5[°C]. Der Temperaturkoeffizient der Vorwärtsspannung von grünen LEDs liegt (je nach genauem LED-Material) in der Gegend von ca. -3[mV/K] bis ca. -5[mV/K]. Nehmen wir jetzt den worst-case Wert von -5[mV/K] und multiplizieren ihn mit einer Temperaturänderung von 15[°C] (das wäre das zehnfache des oben ermittelten Wertes), so ändert diese Temperaturänderung der LED die Ausgangsspannung des gesamten Reglers um ca. +75[mV] - angesichts einer Ausgangsspannung von +300[V] also um ca. +0.025% - für Audio (wir bauen ja hier keine Präzisions-Meßtechnik) ein absolut unbedeutender Wert.

Diese ganzen Werte hab' ich jetzt mal "zu Fuß" überschlagen, weil mir für LTSpice die Modelle für den ganzen Hochvoltkram (BUXnn) sowie für den TL431 fehlen und ich jetzt keine Lust habe, meine Bibliotheken dahingehend zu erweitern. Du müßtest also mal obige Werte in Deine Simulation reinklopfen (welche Simulation ist das eigentlich und wie gut sind die Modelle?) und hier posten, was dabei rauskommt.

Laut Deiner Simulation schwingt die Schaltung wohl mit 595[Hz] - das ist nicht schön, wundert mich angesichts Deiner Dimensionierung aber auch nicht wirklich. Die (viel zu hohe) Restwelligkeit der Ausgangsspannung schiebe ich auch mal auf die Schwingerei. Mit welcher Restwelligkeit und welcher Brummfrequenz gehst Du denn in der Simulation auf der 450[V]-Seite in die Schaltung rein?

Grüße

Herbert

So, hab nun etwas umgebaut und weiter getestet.

Für die Simulation/Schaltplan nutze ich Multisim, für das Layout später dann Ultiboard. Wie genau die Modelle sind kann ich leider nicht sagen :D.

Der Strom bzw. die Verlustleistung für die LED liegt nun bei 5.39 [mW]. Die Verlustleistung von Q1 beträgt 1.55 [W]
Der Einstellbereich liegt bei 223 [V] bis 330 [V], das Potentiometer hat eine Verlustleistung von maximal 238 [mW], alles also im grünen Bereich.

Den Eingang meiner Schaltung sieht Du auf Netzteil_eingang, mit darin sind ein RC und ein LC Filter mit einer Hammond 193M Drossel.
Leider kann ich in meinem Programm für die Spule keinen DC Widerstand eingeben, daher habe ich ihn für die Simulation in Serie geschaltet, geht das so?

Für die 2 KT88 habe ich einen Anodenstrom von knapp 200mA angenommen (R19 mit 2.25 [kOhm]).
Die Vorstufen schlagen mit 15 [mA] zu buche (R17 mit 20 [kOhm])
Jetzt liegen am Ausgang der Eingangsschaltung (der Zweig der fälschlicherweise den Namen 450 [V] trägt) 415 [V] an.

Wie man auf dem Oszilloskop sieht gibt es auf der Eingangsschaltung (450 [V], Kanal1) eine leichte Welle welche jedoch alle 4-6 Sekunden auch gerne einmal größer schwingt (1-2 [V]).

Woran kann das liegen bzw. wie kann ich das beheben?

Vielen vielen Dank,

Grüße

Patrick

Vergrößere mal C17 in mehreren Schritten bis auf maximal ca. 0.1[µF] und versuche, ihn dann um den Wert des besten Ergebnisses herum iterativ zu optimieren. Zusammen mit dieser Aktion kann man auch versuchen, den Wert von R13 schrittweise auf maximal ca. 50[kOhm] zu erhöhen und ihn ebenfalls iterativ zu optimieren. Bei reinen Vorverstärkerlasten kann auch eine Verkleinerung des Wertes von C19 helfen. Das mit dem Serienwiderstand der Drossel geht so in Ordnung. Und mit welcher Brummspannung auf der 450V-Seite in den Regler reingegangen wird, wissen wir immer noch nicht....

Ich muß mal meine damaligen Meßergebnisse raussuchen, meine mich aber zu erinnern, daß bei meiner Schaltungsdimensionierung für meinen Anwendungsfall die Gesamtstörspannung am belasteten Ausgang des Reglers < 1[mVss] war. Das war kein simuliertes, sondern ein real gemessenes Ergebnis, die Meßbandbreite war DC...1[MHz] und der eingesetzte Meßverstärker war ein Tektronix 7A22.


Grüße

Herbert

Hallo Herbert!

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb:

Und mit welcher Brummspannung auf der 450 V-Seite in den Regler reingegangen wird, wissen wir immer noch nicht....

Das sieht man doch oben auf dem Oszilloskop, oder? Die gelbe Linie ist die 450 [V] Leitung, also der Eingang in den Regler.
Die Blaue Leitung ist der Ausgang des Reglers


Bin jedoch zum Standard Oszilloskop zurück gegangen da mir bei dem Tektronix das Display zu klein war, hatte jedoch den Vorteil das es die Peak Werte direkt ausgegeben hat. Nungut.

Ich habe C17 angepasst, jedoch in die andere Richtung. Je größer ich ihn machte umso mehr Ripple hatte ich.

Ausgangspunkt waren die 100 [pF]

200 [pF] = 84 [mV] 100 [pF] = 70 [mV] 60 [pF] = 57 [mV] 50 [pF] = 52 [mV] 30 [pF] = 40 [mV] 20 [pF] = 41 [mV]

Bei einem Wert von 10 [pF] wird es instabil und fängt an zu schwingen. Meine Messungen habe ich mit 30 [pF] gemacht.
Ich habe auch R13 test weise geändert, jedoch hat dieser anscheinend keine Auswirkungen auf das Ergebnis, ich habe ihn also bei 1 [kOhm] belassen.
Bei Verkleinerung von C19 steigt der Ripple, mache ich ihn jedoch größer (bspw 420 [uF]) fängt es auch an zu schwingen, daher habe ich ihn auch bei 220 [uF] belassen.

Als Anhang nun meine Messungen. Ich bin kurz davor die Schaltung einfach Test weise einmal aufzubauen, jedoch gibt es noch eine Sache: Die Spule induziert beim Start eine sehr große Spannung von bis zu 550 [V] . Ich liege also ca 70 [ms] Spannungen über 500 [V], was dann wohl (so denke ich) meinen Regler zerstören würde. Gibt es eine Möglichkeit die Spannungsspitze abzufangen, oder ist es gar nicht nötig??









Grüße

Patrick

Servus Patrick,

tsaG1337 (Beitrag #10) schrieb:

Das sieht man doch oben auf dem Oszilloskop, oder? Die gelbe Linie ist die 450 [V] Leitung, also der Eingang in den Regler

Ah, jetzt hab' ich es kapiert.

tsaG1337 (Beitrag #8) schrieb:

Für die Simulation/Schaltplan nutze ich Multisim

Ich kenne dieses Simulationsprogramm und dessen Darstellungsart(en) nicht (deswegen auch meine Nachfrage nach dem Eingangsbrumm) und kann deshalb auch die Qualität der Ergebnisse nicht einschätzen. Bei dem dargestellten Netzteil und einer sinusförmigen Quelle wundert mich der nichtharmonische 740[Hz] Brumm allerdings sehr - wo soll der denn herkommen? An ein nichtkalibriertes Oszilloskop mag ich bei einer rein digitalen Simulation kaum glauben.....

Ich bin kurz davor die Schaltung einfach Test weise einmal aufzubauen

Gute Idee - so viele Bauteile sind es ja nicht - allerdings ist die Massepunktverlegung wichtig (dazu mehr, falls Du das Teil tatsächlich aufbauen solltest). Alternativ wirklich gute Bauteilemodelle für LTSpice besorgen und die ganze Simulation nochmal mit LTSpice überprüfen.

Die Spule induziert beim Start eine sehr große Spannung von bis zu 550 [V] . Ich liege also ca 70 [ms] Spannungen über 500 [V]

Dann muß die Spannungsfestigkeit der relevanten Bauteile (C16, R6 und R8 in zwei in Serie geschaltete Widerstände aufgeteilt, Q1 und Q7 durch 700[V] Typen ersetzen usw.) entsprechend erhöht werden.

Grüße

Herbert

Hallo,

Dann muß die Spannungsfestigkeit der relevanten Bauteile (C16, R6 und R8 in zwei in Serie geschaltete Widerstände aufgeteilt, Q1 und Q7 durch 700[V] Typen ersetzen usw.) entsprechend erhöht werden.

Das wäre eine Möglichkeit.
Es handelt sich hier um genau die "Überschwingerei", die Goldrohr in einem Nachbarthread moniert hat.
hier
Die Ursache ist die zu kleine Kapazität des Kondensators nach der Siebdrossel. 2 x 220µF in Serie (es fehlt übrigens die Brücke zwischen den Bleedern und den Kondensatoren in Deiner Schaltung), also effektiv 110µ, sind hier zu wenig...2 x 470µF in Serie, und Ruhe ist.

Gruß, Matthias

mk0403069 (Beitrag #12) schrieb:

Hallo, Es handelt sich hier um genau die "Überschwingerei", die Goldrohr in einem Nachbarthread moniert hat. hier Die Ursache ist die zu kleine Kapazität des Kondensators nach der Siebdrossel. 2 x 220µF in Serie (es fehlt übrigens die Brücke zwischen den Bleedern und den Kondensatoren in Deiner Schaltung), also effektiv 110µ, sind hier zu wenig...2 x 470µF in Serie, und Ruhe ist. Gruß, Matthias

Hallo Matthias!

Danke für den Hinweis auf die fehlende Verbindung, die habe ich direkt ersetzt ;-).

Ich denke mal ich werde eine Einschaltstrombegrenzung einfügen. Das werde ich wohl mit einem 200Ohm Leistungswiderstand machen welcher 500 [ms| nach dem Einschalten mit einem Relais gebrückt wird. Der Verstärker strotzt später eh vor Elektronik, da ist das auch kein Problem mehr.
Eingeplant ist ein 100 [Ohm] 10 [W] Widerstand welcher an das Gehäuse geschraubt wird.

Eine alternative zum Leistungswiderstand ist auch noch ein NTC, nur weiss ich nicht ob dieser NTC die Spannung zuverlässig unter 500V hält, da mein Multisim kein NTC Modell hat..

Grüße

Patrick

Der NTC ist wirkungslos, wenn er heiß ist - was z.B. dann der Fall ist, wenn der Verstärker aus irgendeinem Grund aus- und gleich darauf wieder eingeschaltet wird.

Grüße

Herbert

Hallo,

Ich denke mal ich werde eine Einschaltstrombegrenzung einfügen. Das werde ich wohl mit einem 200Ohm Leistungswiderstand machen welcher 500 [ms| nach dem Einschalten mit einem Relais gebrückt wird. Der Verstärker strotzt später eh vor Elektronik, da ist das auch kein Problem mehr. Eingeplant ist ein 100 [Ohm] 10 [W] Widerstand welcher an das Gehäuse geschraubt wird. Eine alternative zum Leistungswiderstand ist auch noch ein NTC, nur weiss ich nicht ob dieser NTC die Spannung zuverlässig unter 500V hält, da mein Multisim kein NTC Modell hat..

Diesen ganzen Quatsch benötigt man nicht! Halte es mit den Russen, die nicht zwanzig Jahre mit der Entwicklung eines Kugelschreibers, der auch in Schwerelosigkeit "über Kopf" schreibt, verballert haben, sondern einfach einen Bleistift verwendet haben .
NTC=Unsinn, wie Herbert schon richtig bemerkte.
Einschaltstrombegrenzung=auch Unsinn.
Passe einfach C7 und C8 in Deiner Schaltung richtig an die gegebene Drossel an, und es wird die nächsten 1000 Jahre funktionieren.

Gruß, Matthias

Hallo,

um nochmal auf den LT3080 zurückzukommen - mit ihm habe ich in Verbindung mit einem IRF820 nach Vorlage des Maida II einen Längsregler audf Platine entworfen, falls Interesse besteht, ich habe noch Platinen hier liegen.

Grüße, Thomas

Hallo Thomas!

Interesse hätte ich schon, könntest Du vielleicht einmal den Schaltplan posten?
Ist es die Standard Maida Schaltung mit LT3080 und dem IRF820 als Leistungsmosfet?

http://www.ti.com/lit/an/snoa648/snoa648.pdf

bzw ist es dieser "21st century Maida" ?
http://www.diyaudio....maida-regulator.html




Grüße

Patrick