Kathodyn - Differenzverstärker

Servus Thomas,

15[Veff] Gitterwechselspannung sind ca. 42[Vss], welche der Treiber / die Phasenumkehrstufe verzerrungsarm können sollte. Die 6N3P hat einen Datenblattarbeitspunkt mit einer Anodenspannung von 150[V]. Verwendet man die übliche "Drittel-Daumenregel", dann sollten bei einem Differenzverstärker, der den Namen nur halbwegs verdient, da ca. 150[V] an der Röhre abfallen, ca. 150[V] an den Anodenwiderständen und ca. 150[V] am (gemeinsamen) Kathodenwiderstand --> das wären dann ca. 450[V] Betriebsspannung. Mit den von Dir skizzierten 350[V] Betriebsspannung wird das vielleicht a bisserl knapp - außer, man verwendet anstelle des (gemeinsamen) Kathodenwiderstandes eine Konstantstromquelle (egal ob Halbleiter, Pentode oder zwei aufeinanderstehende Trioden).....dann sollte man mit den 350[V] hinkommen.

Die 6N3P hat ein spezifiziertes "µ" von 36 +/- 8 - das ist nicht eben sehr viel. Geht man vom Minimalwert von 28 aus (36 - 8 ) und halbiert diesen theoretischen Maximalwert (für einen Einsatz in der realen Welt), dann erhält man eine sicher erzielbare Spannungsverstärkung von ca. 14-fach - oder ca. 23[dB]. Bei zwei Stufen hintereinander erzielt man dann eine Leerlaufverstärkung von ca. 46[dB]. Zieht man hiervon die von Dir genannte 20[dB] Gegenkopplung ab, dann kommt man auf eine Betriebsverstärkung von ca. 26[dB] - also ca. 20-fach. Wenn Du da nun mit 0[dBu] - also 775[mVeff] = ca. 2.19[Vss] - reingehst, dann erhältst Du an den Steuergittern der Endröhren eine Vollaussteuerungs-Steuerspannung von ca. 43.8[Vss]. Das ist nur knapp (ca. +4.3%) über den erforderlichen ca. 42[Vss] - viel Reserven für Röhrentoleranzen und dergleichen sowie Röhrenalterung und Netzspannungsschwankungen sind da nicht mehr vorhanden.

Mit der ECF80 macht die Kathodyn-Stufe keine Spannungsverstärkung - die Pentode sollte allerdings 14 * 14 = ca. 196-fach = ca. 46[dB] (also das, was die zwei hintereinandergeschalteten 6N3P Stufen in etwa betriebssicher erbringen würden) in jedem Fall erbringen. Die Gleichspannungsseite würde ich mir jedoch noch mal genau ansehen: Soll die Kathodyn-Stufe im Ruhezustand halbwegs symmetrisch dastehen, dann dürfen an deren Gitter nur ca. +116[V] (350[V] / 3) anstehen - ob das Pentodensystem der ECF80 mit einer derart niedrigen Anodenspannung ordentlich läuft (immerhin steht ja an der Anode dieser Röhre dann der gesamte Steuerspannungshub für die Endstufen von ca. 43[Vss]) wäre zu klären (der Datenblattarbeitspunkt sagt jedenfalls U(a) = +170[V]). Auch die Diode am Gitter des Triodensystems sollte man sich nochmals genauer ansehen.

Ich bin - aus der Meßtechnik kommend - durchaus ein Freund von echten Differenzverstärkern. Ich kenne allerdings auch die Probleme (und den erhöhten Aufwand) die mit der erforderlichen Konstantstromquelle und ggf. Symmetrierungsmaßnahmen bei nicht genau identischen Röhrensystemen mit dieser Schaltungstopologie verbunden sind. Insofern würde ich - wegen Einfachheit, Aufwand, Betriebs- und Nachbausicherheit - ganz generell mal für das Pentoden / Kathodyn-Konzept plädieren (auch wenn es - bedingt durch das Stromverteilungsrauschen in der Pentode - vielleicht einen minimal schlechteren Fremdspannungsabstand hinlegt wie das Triodenkonzept).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Die Pentode der ECF80 arbeitet mit etwa 112V Ua und 100V Ug2, mit -4V am G1 der Triodensektion macht das etwa 116V an der Kathode der Triode. Denn Spannungshub bringt die Pentode ohne Probleme, das Bedenkliche ist eher die Ausgangsimpedanz. die 7591 hat eine Eingangskapazität von 10pF, wenn ich nochmals 20pF Verdrahtungskapazität dazu rechne, ist das schon nicht ganz unerheblich.

Die 6N3P bietet sich aufgrund ihres Schirmes zwischen den Systemen für beide Kanäle an, deshalb hatte ich diese vorgesehen. Außerdem bringt sie - wenn auch nicht wesentlich - mehr Verstärkung als die ECC88 und ist rel. günstig zu bekommen. Uk des Differenzverstärkers liegt bei etwa 100V, Die Spannung zwischen Ua und Uk ebenfalls - über die Anodenwiderstände fallen 150V ab. Pro System fließt ein Gleichstrom von 1,5mA.

Hälst Du es für möglich, dass die Ausgangsimpedanz der Kathodynstufe zu hoch ist bzw höher als die des Differenzverstärkers? Eigentlich sollte es anders herum sein - die Triode der ECF80 hat einerseits einen viel geringeren Innenwiderstand als die 6N3P, andererseits fließt ein Strom von etwa 3mA durch die EC(F)80.

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

Du hast ja schon eine Antwort erhalten aber im Kern dreht es sich darum, dass Deine beiden Alternativen vollständig verschiedene Schaltung mit vollständig unterschiedlichem Verhalten im Grenzbereich sind.

Der Concertina-Splitter hat zwar den Vorteil einer quasi perfekten Spannungssymmetrie und ist weitgehend unabhängig von Röhrentoleranzen, aber nicht gerade der optimale Treiber für Endröhren.

Der Differenzverstärker hat bessere Eigenschaften als Treiber, ist aber weit davon entfernt, symmetrische Ausgangssignale zu liefern, sofern kein CCS verwendet wird, was eine weitere Kleinsignalröhre oder SAND erfordert.

Warum muss es die 6N3P sein? Zumal

GüntherGünther (Beitrag #3) schrieb:

Pro System fließt ein Gleichstrom von 1,5mA.

viel zu wenig für ein ordentlichen Klang sind?
Den internen Schirm - wenn denn unbedingt erforderlich - haben auch viele andere nette Russentrioden.
Warum keinen richtigen Williamson? Die halbe Doppeltriode pro Kanal werden uns wohl nicht umbringen, und als Treiber kannst Du dann eine ordentliche 6N6P o.ä. nehmen.

Wenn es denn einer deiner beiden Vorschläge sein muss, nimm die ECF80 Konfiguration. Die ist minimalistisch und sollte wenigstens elektrisch sauber arbeiten.

Gruß
GR

Hallo Goldrohr,

es würde auch die ECC88 funktionieren. Die 7591 sollte an den Treiber eigentlich keine hohen Ansprüche stellen, sie liegt leistungsmäßig zwischen 6V6 und 6L6, da brauche ich doch keine Treiber vom Kaliber 6N6P.

Ich werde zu Versuchszwecken beide Topologien aufbauen.

Grüße, Thomas

Hallo,

nach einigen Versuchen mit ECC82 (habe im Moment keine 6N3P hier) kam ich sehr gut mit JFETs als Kathoden-Konstantstromquelle in Kaskode-Anordnung zurecht - es gibt nur das Problem, dass ich keinerlei JFETS gefunden habe, die eine Uds >25V haben. Konkret bräuchte ich >100V Uds, gibt es sowas?

Grüße, Thomas

LND150 - 500[V]. Das ist zwar kein Sperrschicht-, sondern ein MOSFET - aber es ist ein selbstleitender Typ (und dieses Verhalten ist es, was bei Stromquellen zählt). Die Exemplarstreuungen sind allerdings genauso groß wie bei JFETs, so daß Du um eine Einstellung des Widerstandes nicht herumkommen wirst.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

den gleichen Einfall hatte ich auch - der LND150 ist beinahe ideal. Für Id = 3mA benötige ich leider trotzdem eine positive Gatespannung.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

dann bau das Ganze doch mit einer klassischen Transistor-Stromquelle auf (die ist sowieso besser berechenbar (sprich: abgleichfrei), hat viel geringere Exemplarstreuungen und ist temperaturstabiler):



Den Transistor gut kühlen, damit er sich möglichst wenig aufheizt und U(BE) von T1 deswegen möglichst wenig mit der Temperatur driftet. Silizium Z-Dioden haben bei ca. 6[V] Z-Spannung den Umkehrpunkt ihres Temperaturkoeffizienten - d.h. bei ca. 6[V] Z-Spannung ist ihr TK sehr klein. Außerdem sorgt die relativ hohe Z-Spannung von 6[V] dafür, daß U(BE) von T1 (und deren Variation) nur noch untergeordnet in das Gesamtergebnis eingeht. Ab ca. 8[V] T1-Kollektorspannung aufwärts sollte die Schaltung sauber arbeiten und nicht mehr von Sättigungseffekten von T1 beeinflußt werden. R2 / C1 ist ein Tiefpaß mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 23[Hz] - dieser Tiefpaß filtert das leichte Rauschen, welches Z-Dioden prinzipbedingt zu eigen ist, aus.

Rechnet man alle denkbaren Toleranzeffekte in diese Schaltung ein (also Maximum: U(D1) = 6.51[V] (= +5%), R2 = 1.485[kOhm] (= -1%), U(BE)T1 = 600[mV], h(fe)T1 = 240, R1 = 1.802[kOhm] (= -1%) sowie Minimum: U(D1) = 5.89[V] (= -5%), R2 = 1.515[kOhm] (= +1%), U(BE)T1 = 700[mV], h(fe)T1 = 30, R1 = 1.838[kOhm] (= +1%)), so sollte sich mit dieser Schaltung absolut abgleichfrei ein Konstantstrom im Bereich von 2.741[mA] bis 3.176[mA] einstellen --> diese Konstantstromquelle hat also - bezogen auf 3.000[mA] Sollstrom - eine Maximaltoleranz des Iststroms von -8.63% / +5.87%. Das ist für eine derart simple Anordnung kein schlechter Wert.

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb:

Silizium Z-Dioden haben bei ca. 6[V] Z-Spannung den Umkehrpunkt ihres Temperaturkoeffizienten - d.h. bei ca. 6[V] Z-Spannung ist ihr TK sehr klein.

Ist nicht ganz richtig, aber immerhin entspricht der Temperaturkoeffizient mit ~2mV/K dem der Ube-Strecke des Transistors, so dass sich das ganze gegenseitig aufhebt. Eine 5.6V Z-Diode passt am bessten, 6.2V ist auch i.O.
Einfach beide Teile schön aneinander liegend verbauen, ggf. mit Wärmeleitpaste/-kleber, dann muss man bei diesen Mini-Leistungen auch nicht

Den Transistor gut kühlen,

Besonders gut ist diese Stromsenke aber nicht. Ein "Ring-of-two" aus TL431 + beliebiger passender BJT ist x-fach präziser, temperaturstabiler, und benötigt weniger Spannungsoverhead.

Hallo Herbert,

danke für deinen Entwurf. Bipolartransistoren hatte ich auch eigentlich vorgesehen, mein 6L6 Gegentaktverstärker sieht beispielsweise einen NPN-Typ in ähnlicher Beschaltung vor. Ich habe aber aufgrund des Stromrauschens Bedenken.

Eine andere Variante kombiniert einen Bipolartransistor mit einem Sperrschicht-FET als Kaskode, eventuell wäre auch das was. hier könnte ich auf normale JFETs zurückgreifen und die meiste Spannung würde durch den Bipolartransistor "vernichtet" werden.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #11) schrieb:

Ich habe aber aufgrund des Stromrauschens Bedenken.

Da kommt noch heute meßtechnische Information, welche diese Bedenken zerstreuen sollten.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

ich freue mich drauf! Von dir kann man nur lernen, bitte mach weiter so!

Ich habe mir auch mal die Variante von Goldrohr mit TL431 angeschaut - eventuell wird es so werden. Macht auf mich für seine Einfachheit einen guten Eindruck.

Grüße, Thomas

pragmatiker (Beitrag #12) schrieb:

[Da kommt noch heute meßtechnische Information, welche diese Bedenken zerstreuen sollten.

Die Messungen sind nun alle durch - aber die Aufbereitung und deren Dokumentation kosten nun doch auch noch a bisserl Zeit - es kann also (leider) sehr gut sein, daß das heute nichts mehr wird.

Aaaber - als Vorinformation zum Stromrauschen (gewonnen aus den gemessenen Daten einer 3[mA] (nominal) Konstantstromquelle): Geht man von 4[mAss] Vollaussteuerungsstrom des Differenzverstärkers aus (also ca. 1.41[mAeff] Vollaussteuerungsstrom), so stehen diesen ca. 1.41[mAeff] Vollaussteuerungsstrom gemessene maximal ca. 3[nAeff] (gemessene ca. 5.5[µVeff] / 1.82[kOhm] Emitterwiderstand R1) gegenüber - das ergäbe also dann bereits für sich solo betrachtet einen Störspannungsabstand von ca. 113[dB]. Und diese Betrachtung läßt völlig außer acht, daß Differenzverstärkerstufen ja über eine Gleichtaktunterdrückung verfügen (sollten) - mindestens 20[dB] sollten da auch bei dem allerlausigsten (Röhren)Differenzverstärker mit den denkbar murksigsten Doppeltrioden drin sein......das wäre dann ein konstantstromquellenbedingter Mindest-Störspannungsabstand des Differenzverstärkers von ca. 133[dB].....das sollte also beim Gesamtkonzept keinerlei Kopfzerbrechen machen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

es ist immer wieder erstaunlich, wie praxisbezogen du arbeitest. Vielen Dank für deine Versuchsreihe!

Ich habe derweile etwas mit LTSpice gearbeitet - der TL431 fällt raus - egal was ich versucht habe, früher oder später hat das Konstrukt angefangen zu schwingen - ohne mir ersichtliche Gründe.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #15) schrieb:

Ich habe derweile etwas mit LTSpice gearbeitet - der TL431 fällt raus - egal was ich versucht habe, früher oder später hat das Konstrukt angefangen zu schwingen - ohne mir ersichtliche Gründe.

Welches Modell für den TL431 verwendet Du denn. Keines ist perfekt, aber die meisten sind Schrott...
In der Realität sollte da nix schwingen.

Gruß, GR

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #15) schrieb:

es ist immer wieder erstaunlich, wie praxisbezogen du arbeitest. Vielen Dank für deine Versuchsreihe!

danke für die Blumen - aber: ich mach' das beruflich.....und mit Simulationen ist ein Auftraggeber nicht zufriedenzustellen....der will die funktionierende Lösung in der Hand haben.

Ich habe derweile etwas mit LTSpice gearbeitet - der TL431 fällt raus - egal was ich versucht habe, früher oder später hat das Konstrukt angefangen zu schwingen - ohne mir ersichtliche Gründe.

Der TL431 ist ein sehr feines und recht universell verwendbares Bauteil, der hier (in recht kleinen low-noise Schaltreglern zur Versorgung von Analogschaltungen) gern und umfangreich verwendet wird. Praktische Erfahrung mit diesem Bauteil ist also vorhanden. Die Kompensation von Regelschleifen mit zusätzlicher Regelverstärkung, in denen der TL431 mit drinsteckt, ist bisweilen tatsächlich nicht ganz unproblematisch - da schwingt ab und an schon mal was, was dann eine mehr oder wenige aufwendige Frequenzkompensation erfordern kann. Bei der hier gegebenen Aufgabenstellung sollte das allerdings nicht der Fall sein, weil der hinten dran hängende HV-Transistor ja keine zusätzliche Spannungsverstärkung (sondern nur einen temperaturabhängigen Offset) macht.

Was allerdings beim TL431 EXTREMST wichtig ist (und gerne übersehen wird): Der im Datenblatt spezifizierte Minimalbetriebsstrom von 1[mA] sollte wirklich NIE unterschritten werden - irgendwoher muß das Teil ja schließlich seine Versorgung für korrekte Funktion herbekommen.

Was ich allerdings vermuten würde: das Stromrauschen einer mit dem TL431 ausgerüsteten Stromquelle dürfte - da der TL431 ja ein kompletter Regler ist - über demjenigen meiner oben aufgeführten Schaltung liegen. Um da sicher zu sein, werde ich das noch nachmessen. Diese vermutete Zusatzstörspannung war für mich jedenfalls der Grund, ganz bewußt die oben skizzierte Simpel-Lösung (und keine mit einer integrierten Schaltung ausgerüstete Regelungslösung) vorzuschlagen - neben der kompletten Unempfindlichkeit der Simpel-Lösung gegen Überschläge irgendwo in der Schaltung (die der TL431 - Praxiswissen - gar nicht mag) und der kompletten Schwingfreiheit dieses "Stromreglers" via lokaler Stromgegenkopplung durch R1. Weil: Als Konstantstromquelle bzw. -senke für Röhrendifferenzverstärker reicht die Initialgenauigkeit (Treffgenauigkeit des Sollwertes) sowie die Regelgüte (also der Innenwiderstand) der Simpelschaltung locker aus, wie wir nachher noch sehen werden.

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #17) schrieb:

Was ich allerdings vermuten würde: das Stromrauschen einer mit dem TL431 ausgerüsteten Stromquelle dürfte - da der TL431 ja ein kompletter Regler ist - über demjenigen meiner oben aufgeführten Schaltung liegen.

Eine Z-Diode ist ja auch als Rauschgenerator bekannt. Die interne Bandgap-Referenz des TL431 ist dagegen still wie ein Grab.
Das Drumherum macht in der Hinsicht auch keine Scherereien.

Gruß
GR

Goldrohr (Beitrag #18) schrieb:

Eine Z-Diode ist ja auch als Rauschgenerator bekannt. Die interne Bandgap-Referenz des TL431 ist dagegen still wie ein Grab. Das Drumherum macht in der Hinsicht auch keine Scherereien.

Die soeben (also vor ca. 5 Minuten) fertig gewordenen Messungen mit zwei verschiedenen TL431 Ansätzen sprechen hier allerdings eine VÖLLIG andere Sprache - wie schlecht die TL431 Ansätze (egal ob gefiltert oder ungefiltert) hinsichtlich der Störspannung verglichen mit meinem weiter oben skizzierten Simpel-Vorschlag hier abschneiden, hätte ich selbst nicht für möglich gehalten....."still wie ein Grab" sieht jedenfalls DEUTLICH anders aus (das "still wie ein Grab" mag für die Bandabstands-Referenz des TL431 an sich gelten (an die kommt man aber von außen gar nicht ran) - für die Gesamtschaltung sieht das allerdings nach meinem derzeitigen Kenntnisstand doch wohl deutlich anders aus).

Ich muß das jetzt noch dokumentarisch zusammenfassen (diese Ergebnisse sind für mich (als weiterer "Building Block" mit recht genau bekannten Eigenschaften) auch beruflich gut verwertbar, insofern lohnt sich der Aufwand) - dann werde ich das hier einstellen. Das Ganze wird so dokumentiert, daß es - wie es guter wissenschaftlicher Brauch ist - bei Lust und Laune von jedermann im eigenen Experiment (geeignete Ausrüstung vorausgesetzt) nachvollzogen (und ggf. optimiert) werden kann.

Grüße

Herbert

Hallo Goldrohr,

ich habe das Audio-Perfection-Modell genommen, laut Internetreferenzen das Modell, das der Realität am nächsten kommt.

Herbert, vielen Dank - aber dass eine Z-Diode geringere Rauschwerte als ein TL431 erbringt, hätte ich nicht für möglich gehalten. Letztendlich wird es in der Praxis aber keinerlei große Bedeutung haben, da die Rauschquelle ja nicht an einer hochverstärkenden Stufe hängt.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #20) schrieb:

ich habe das Audio-Perfection-Modell genommen, laut Internetreferenzen das Modell, das der Realität am nächsten kommt.

Das sollte funktionieren. Wenn's hakelt, kannst Du alternativ mal das versuchen:

* Model developed by Helmut Sennewald  6/27/2004
* This TL431 model has been developed from the schematic in the datasheet.
* It agrees with most of the test circuits and covers
* Tempco, C-load stability, AC gain, reverse diode, noise, transient, Zout
* Version 1.1
* Modified by Eugene Dvoskin for compliance with my TL431 symbol
* 
*              CATHODE
*              | ANODE 
*              | | REFERENCE
*              | | |
.SUBCKT TL431A K A R
Q1 3 2 1 0 NPN1 2.70
Q2 2 2 A 0 NPN1 1
R1 1 A 800 TC1=0.00035
R2 4 2 2.4k
R3 4 3 7.2k
R4 5 4 3.28k
Q3 6 3 A 0 NPN1 1
R5 7 6 4k
Q4 10 5 7 0 NPN1 1
Q5 K R 5 0 NPN1 1
R6 2 12 1k
Q6 11 12 A 0 NPN1 0.2
Q9 K 11 13 0 NPN1 2
Q10 K 14 A 0 NPN1 10
R10 14 A 10k
R9 13 14 150
R7 K 8 800
Q7 10 10 8 0 PNP1 1
Q8 11 10 9 0 PNP1 1
D2 A K D1
D1 A 11 D3
R8 K 9 800
C1 K 11 20p
C2 6 3 20p
D3 11 R D2
*
* adjust output voltage with Is
.MODEL NPN1 NPN(Is=0.8e-14 BF=100 VAF=100 TF=0.5e-9 RB=50 IKF=10m KF=1e-16  AF=1 RE=10)
.MODEL PNP1 PNP(Is=1e-14 BF=50 VAF=50 TF=1e-8 IKF=2m KF=1e-16 AF=1)
.MODEL D1 D(Is=1e-13 Rs=10 CJ0=20p)
.MODEL D2 D(Is=1e-13 Rs=10 CJ0=2p BV=5 IBV=10u)
.MODEL D3 D(Is=1e-13 Rs=10 CJ0=2p )
* This TC1 does the trick for the total tempco
.end


oder das hier:

.subckt TL431AS K A R ; by analogspiceman
D1 R K Dc
R1 A R 1e6
G1 A 5 R 4 1
C1 5 A 1n Rpar=700
D2 7 R Dc
D3 7 4 Dn
R2 7 4 900k
R3 6 5 700k
D4 A 6 Di
C2 K 6 40p Rser=6k Rpar=2e6
G2 K 7 6 A 90m
D5 A 7 2V5
D6 A K Dc
.model Dc d Ron=7 Vfwd=0.6 Vrev=36 epsilon=50m
.model Dn d Is=5p Kf=55f Cjo=0p3
.model Di d Ron=10m epsilon=1m
.model 2V5 d Ron=0.13 Vfwd=0.6 Vrev=2.5 epsilon=10m
+ Roff=7k revepsilon=10m
.ends TL431AS

Post doch mal deine ltspice Schaltung. Ich hab ein TL431 CCS noch nie zum schwingen gebracht..

VG
GR

Servus zusammen,

manche Dinge dauern leider deutlich länger, wie geplant (und im konkreten Fall auch: wie von mir angekündigt). Aber: Ich habe - da mich die von mir bereits genannte Diskrepanz meiner Störspannungs-Meßergebnisse doch etwas verunsichert hat - manche Messungen heute nochmal komplett nachvollzogen. Die Meßergebnisse haben demnach Bestand und beinhalten nach dem derzeitigen Kenntnisstand keine (von mir erkennbaren) grundsätzlichen Fehler in Meßaufbau und Meßdurchführung. Außerdem habe ich (wegen des Rauschniveaus der vorherigen Messungen) noch eine TL431-Stromquelle mit einem MOSFET (anstelle eines Bipolartransistors - BJT) aufgebaut und vermessen. Ich wollte (für diese Schaltungsart) schlicht wissen, inwieweit sich die Transistoreigenschaften eines stromgesteuerten Bipolartransistors - u.a. die Einflüsse des Basisstroms, die sich via "Getriebefaktor" Stromverstärkung ("β" bzw. "h(fe)") im Emitterstrom (und damit - zumindest teilweise - im Kollektorstrom (und damit im Laststrom) dieses Bipolartransistors) wiederfinden - von denen eines spannungsgesteuerten MOSFETs vom Anreichungstyp unterscheiden (bei dem sich im Laststrom die Ansteuerkomponente des MOSFTETs - oder ein Bruchteil davon - prinzipbedingt nicht wiederfinden sollte).

Diese MOSFET-basierte Stromquelle reagierte deutlich sensibler auf "Überspannungsereignisse" (inklusive während der Messungen "geschrotteter" Bauelemente) - sie liegt aber im Rausch- und Störspannungsverhalten in einer vergleichbaren Größenordnung wie diejenige mit Bipolartransistor - und: sie hat (wohl wegen der fehlenden Basisstromkomponente im Laststrom) einen überragend hohen differentiellen Innenwiderstand (der wohl in der Gegend von > 200[MΩ] oder so liegen dürfte).

Nun geht es an die Aufbereitung und Dokumentation von umfangreichen Daten, die ich dann hier einstellen werde.

Insgesamt ist das eines der durchaus größeren Grundlagenprojekte, die ich während mehrerer Jahrzehnte durchgezogen habe. Ich habe dabei eine Menge gelernt oder wieder aufgefrischt (wie z.B., daß ein TL431 bei hohen Spannungen - auch ohne die Beteiligung höherer Ströme (also > ca. 1[mA]) - ruckzuck einen Kurzschluß zwischen allen Beinchen machen kann (aber diese früher schon mal beobachtete "Überschlagsempfindlichkeit" des TL431 habe ich ja weiter oben schon mal hier erwähnt: http://www.hifi-foru...ad=5115&postID=17#17 ), und ich habe auch einiges "gerochen" (wie heute einen abgefackelten und anschließend qualmenden IRF530N, dem - trotz 470[kΩ] Gatevorwiderstand - das Gate wohl durch zu hohe Spannung rein statisch "gekillt" wurde (irgendwie relevante Ströme können da meiner Kenntnis nach wohl kaum geflossen sein)).

Die Kurzfassung der Ergebnisse: Die von mir weiter oben http://www.hifi-foru...read=5115&postID=9#9 skizzierte Simpel-Stromquelle mit Z-Diode (konkret: BZX55C6V2) ist hinsichtlich ihres Rausch- / Störspannungsverhaltens im Frequenzbereich von 15[Hz] bis 100[kHz] mindestens ca. 20....26[dB] besser als alle TL431-basierten Stromquellen, die ich vermessen habe und die ich in der Dokumentation zu diesen Messungen noch im Detail aufführen werde. Auch die Robustheit des Betriebsverhaltens dieser Simpel-Stromquelle scheint zumindest teilweise besser zu sein als die der TL431-basierten. Das dynamische Verhalten - das heißt, das Verhalten bei Laständerungen im Audiofrequenzbereich - zwischen den beiden mit Detailschaltungen untersuchten Stromquellentopologien ("simpel" versus "TL431 basiert") - muß ebenfalls noch untersucht werden. Es deutet allerdings bereits zum jetzigen Zeitpunkt einiges darauf hin, daß auch das dynamische Verhalten der "Simpel"-Variante zumindest nicht schlechter zu sein scheint als das der untersuchten "TL431"-Entwürfe.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

danke für die Messwerte. Aber - woher bekomme ich X7R-Kondensatoren mit 4,7µ?

Grüße, Thomas

Baugröße 1210 Standard:

http://www.mira-elec...d_keramik/c_1210.pdf

So, die Arbeitswoche ist vorbei, ich werd' jetzt mal mit der Aufbereitung der Ergebnisse beginnen.

Grüße

Herbert

Sehr interessant!
Was ist mit anderen Varianten dieser Schaltung? z.B. eine/mehrere LED als Referenz
oder kaskodierte Transistoren?

LEDs sind sehr rauscharm, brauchen aber einige ma für eine stabile Referenzspannung und Temperaturkoeffizient geht so. BJT-Kaskode geht gut. Sehr interessant ist auch der DN2540. Walt Jung und Morgan Jones haben interessante Artikel zum Thema, einfach mal gurgeln.

Gruß, GR

Ich kenne die Arbeiten der beiden Autoren und habe schon selbst Stromquellen nach deren
Angaben gebaut. Mit Low-Current-LED als Referenz und Kaskode. Allerdings habe ich nicht
die Messtechnik vom Pragmatiker. Angeblich soll der TK der LED den TK der B-E-Strecke
des Transistors weitgehend kompensieren. Mir war wichtig daß es funktioniert.

mfg

Hallo Herbert,

leider nur SMD - das ist sehr schade, damit wird die Platinenfertigung gleich viel teurer, da zweilagiges Design.

Grüße, Thomas

Den X7R in SMD habe ich vorgeschlagen, weil er - gemessen an Kapazität und Spannungsfestigkeit - klein ist. Jedoch ist er groß genug, daß man ihn senkrecht hinstellen und mit zwei Drähten an der Seite als "bedrahtetes" Bauelement verwenden kann. Keramikkondensatoren sind an dieser Stelle leider nicht komplett unproblematisch: Durch den Piezo Effekt (und die damit einhergehenden Effekte bei Erschütterung und Spannungsänderung) liefern sie aller Wahrscheinlichkeit nach leicht schlechtere Ergebnisse ab, als Folienkondensatoren desselben Kapazitätswertes und derselben Spannungsfestigkeit. Wenn also Platz auf der Leiterplatte vorhanden ist, sollte man Folienkondensatoren den Vorzug geben.

Zu LEDs als Spannungsreferenz: Das ist generell ein möglicher Ansatz, der sich (mit roten LEDs) auch in Serie in DDR-Labornetzgeräten (schwarze Bauform, die vor ca. 20 Jahren hier unter dem Namen "Voltcraft" verkauft wurden) wiederfand. Das einzige, was heutzutage (bei der unübersehbaren Auswahl von LEDs) gegen diese Lösung spricht, ist das Fehlen einer tolerierten Angabe der Vorwärtsspannung bei einem definierten Vorwärtsstrom. Das macht den über Jahre reproduzierbaren und abgleichfreien Aufbau von Schaltungen schwierig, sofern man sich nicht den Mehrjahresbedarf einer vermessenen und damit bekannten LED-Type auf Lager legt.

Ich bin noch an der Dokumentation meiner Versuche (ich muß leider auch noch a bisserl Geld verdienen, weswegen es nach wie vor etwas dauert), aber es wird.

Grüße

Herbert

Hallo,

das ist gut - ich hatte schon Bedenken - Folienkondensatoren sind zwar relativ groß, aber dank Bedrahtung eventuell sogar freizuverdrahten.
Wima MKP4 wäre hier meine Wahl - PP-Wimas braucht man hier eigentlich nicht, nehme ich an.

Grüße, Thomas

Servus zusammen,

Thema: Konstantstromquellen / -senken verschiedener Schaltungsart und deren Rauschen / Störspannung.

hier sind die zwei Seiten (Ausdruck idealerweise DIN-A3 quer) sowie die Bilder von Meßaufbau und Meßgeräten, welche die Messungen an insgesamt vier verschiedenen Typen von Konstantstromquellen / -senken (die einheitlich für einen Sollstrom von 3[mA] ausgelegt sind) dokumentieren:

• Stromquelle / -senke mit Bipolartransistor MJE340 und Z-Diode, klassisch stromgegengekoppelt, ohne weitere Regelschleife.
  
• Stromquelle / -senke mit Bipolartransistor MJE340 und TL431 in einer Regelschleife, ohne jede Filterung (Schaltung nach TI-Datenblatt).
  
• Stromquelle / -senke mit Bipolartransistor MJE340 und TL431 in einer Regelschleife, mit Filterung.
  
• Stromquelle / -senke mit MOSFET IRF530N und TL431 in einer Regelschleife, mit Filterung.
  

Die Messungen (3 verschiedene Aufbauten) mit den Bipolartransistoren:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5ilzyglrqsquvvah.png


Die Messungen (1 Aufbau) mit dem MOSFET:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5im0rpo5qbx90nxl.png


Der Versuchsaufbau der Prüflinge (das ist nur das Bild eines Beispiels, da der Versuchsaufbau natürlich für die vier unterschiedlichen Messungen entsprechend variiert wurde):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imeq4q9xgf2bpyh.jpg


Der Meßaufbau (das ist nur das Bild eines Beispiels, da der Versuchsaufbau natürlich für die vier unterschiedlichen Messungen entsprechend variiert wurde):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imfja3l7p7yshm1.jpg


Die HV-Netzgeräte (zwei mal Rohde & Schwarz NGU):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5im8xcy90qsvvgvd.jpg


Das "Collector"Supply für die MOSFET-Messung (Rohde & Schwarz NGMD 35/1):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imi0eyy295s3msp.jpg


Die Multimeter Hewlett Packard HP34401A sowie Agilent U1253B:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imkwy1j689ioend.jpg


Der NF-Geräuschspannungsmesser / Psophometer Rohde & Schwarz UPGR (batteriebetrieben, erdfrei):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imm6bcs1iie59nt.jpg


Die Rausch- / Stör- / Fremd- bzw. Geräuschspannung wurde breitbandig (im Frequenzbereich 15[Hz] - 100[kHz]) mit dem Rohde & Schwarz UPGR gemessen - aus dem einfachen Grund, weil der hier ebenfalls vorhandene NF-Spektrumanalysator HP3585A (20[Hz] bis 40[MHz]) derzeit an einem defekten Netzteil leidet und deswegen leider nicht betriebsbereit ist und der HP3577A Netzwerkanalysator (5[Hz] - 200[MHz]) derzeit unentfernbar in einem anderen Meßaufbau integriert ist. Allerdings wurde selbstverständlich mit mehreren (u.a. oszilloskopischen) Messungen nachgeprüft, daß es sich bei der Störspannung wirklich um eine breitbandige Größe handelt, bei der nicht einzelne diskrete Frequenzen (z.B. Netzbrumm, Schwingneigung der Regelschleife usw.) prominent hervortreten.

Hierzu eine Beispielsaufnahme einer Messung mit einem Tektronix 485 Analogoszilloskop (100[mV/Teil], R(i) = 1[MOhm], 20[µs/Teil], Anschluß an den (rückseitigen) AC-Meßausgang des Rohde & Schwarz UPGR, Beispielbild des verwendeten Gerätes: http://666kb.com/i/d5imwapi679fg0o4p.jpg):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5imsl0bhzjgmag4p.jpg


Nach allgemeiner Auffassung wird ja davon ausgegangen, daß Bauelemente mit identischer Typenbezeichnung auch dann, wenn sie von verschiedenen Herstellern stammen, gegeneinander austausbar sind (weil das ja der tiefere Sinn von Normierung im Sinn von Typenbezeichnungen sein sollte). Hier mal der Beweis des Gegenteils - die "Spectral Noise Density"-Plots des TL431 Shuntreglers von verschiedenen Herstellern (zwischen diesen Plots liegt in den Extremen ca. der Faktor 6.4 - bzw. ca. 16[dB]):


1.) Diodes Inc.:




2.) Texas Instruments (TI):




3.) ON Semiconductor (vormals: Motorola):




In den Datenblättern des TL431 von Fairchild, ST (vormals: SGS Thomson) und NXP (vormals: Philips) finden sich "sicherheitshalber" gleich gar keine Angaben zum Rauschverhalten.

Ich habe sämtliche TL431-basierten Messungen mit dem TL431 von Texas Instruments gemacht (weil andere Hersteller hier nicht lagernd greifbar waren) - aufgrund obiger Rauschplots ist allerdings zu erwarten, daß die Meßschaltungen mit einem TL431 von ON-Semiconductor ein deutlich geringeres Rauschniveau aufweisen würden.

Das Thema mit dem Rauschen von (TL431) basierten Reglerstromquellen (und dem unterschiedlichen Rauschverhalten unterschiedlicher Hersteller) wurde auch hier schonmal durchgekaut:

http://www.diyaudio....-shunt-referene.html

Hier noch ein Video zum Funkelrauschverhalten des "Testsiegers" (Meßbereich: 10[µVeff] Vollausschlag) - also der Schaltung mit Z-Diode, MJE340 und Stromgegenkopplung, jedoch ohne TL431:

http://www.FastShare.org/download/20160104155442.MTS

Die kondensierte Auswertung obiger Meßdaten ergibt folgendes Bild:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5ksbja7wp91anhgp.gif


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5ksc2kkrnfxaljxl.gif


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5ksd21k180xknind.gif

Interessant ist hierbei der recht hohe Innenwiderstand der MOSFET-basierten Schaltung. Das dürfte damit zu tun haben, daß der MOSFET (zumindest in der DC-Betrachtung) ein rein spannungsgesteuertes Bauelement ist, so daß die Ansteuergröße (wie beim MJE340 Bipolartransistor der Basisstrom) nicht im Quellen- / Senkenstrom in Erscheinung tritt.

Aus der obigen kondensierten Auswertung läßt sich für Röhren-Audio-Differenzverstärkerschaltungen (um die es in diesem Thread ja geht und bei denen es wesentlich auf Rausch- und Störspannungsarmut, weniger jedoch auf eine absolut hohe Treffgenauigkeit des Iststroms (bezogen auf den Sollstrom), genausowenig wie auf den höchstmöglichen Innenwiderstand ankommt und bei denen es auch keine Rolle spielt, ob die Stromquelle 5[V] oder 10[V] Minimalspannung "zum Leben" braucht) ableiten, daß die Schaltung a.) (also nur mit Bipolartransistor und Z-Diode) für diesen Zweck die am besten geeignete Version ist - trotz "böser" Z-Diode ist dieser Ansatz im Rauschverhalten ca. 27[dB] besser als der beste untersuchte TL431-basierte Ansatz. Zu diesem Schluß kam übrigens auch schon jemand anderes vor mir, der dieses Thema ebenfalls im Detail untersucht hat:

http://www.tnt-audio.com/clinica/regulators_noise3_e.html

Diese Aussage hier:

Goldrohr (Beitrag #18) schrieb:

Eine Z-Diode ist ja auch als Rauschgenerator bekannt. Die interne Bandgap-Referenz des TL431 ist dagegen still wie ein Grab. Das Drumherum macht in der Hinsicht auch keine Scherereien.

ist deswegen vor dem Hintergrund der obigen Meßergebnisse aus meiner Sicht so pauschal nicht haltbar.


Zum Temperaturverhalten der oben dokumentierten Versuchs- / Meßaufbauten:

1. Aufbauversion "a.)" (Z-Diode BZX55C6V2 / Bipolartransistor / keine Regelschleife / Stromgegenkopplung / 300[V] "Base-Supply" / 300[V] "Coll.-Supply"): Kältespray angewendet auf die Z-Diode D1: Z-Spannung sinkt - Quellen- / Senkenstrom sinkt. Kältespray angewendet auf den Bipolartransistor T1: Quellen- / Senkenstrom sinkt.
   
2. Aufbauversion "b.)" und "c.)" (TL431 / Bipolartransistor / Regelschleife / 300[V] "Base-Supply" / 300[V] "Coll.-Supply"): Kältespray angewendet auf den TL431 (IC1): Referenzspannung steigt - Quellen- / Senkenstrom steigt. Kältespray angewendet auf den Bipolartransistor T1: Quellen- / Senkenstrom sinkt.
   
3. Aufbauversion "d.)" (MOSFET - TL431): hier wurden keine Temperaturtests durchgeführt.
   

Goldrohr (Beitrag #10) schrieb:

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb: Silizium Z-Dioden haben bei ca. 6[V] Z-Spannung den Umkehrpunkt ihres Temperaturkoeffizienten - d.h. bei ca. 6[V] Z-Spannung ist ihr TK sehr klein. Ist nicht ganz richtig, aber immerhin entspricht der Temperaturkoeffizient mit ~2mV/K dem der Ube-Strecke des Transistors, so dass sich das ganze gegenseitig aufhebt.

Nach den oben aufgeführten Temperatur-Versuchsergebnissen ist es wohl nicht ganz so - der TK der 6.2[V] Z-Diode (also der Z-Spannung in Sperrrichtung der Diode) hat hier wohl ein positives Vorzeichen (das deckt sich mit den weiter unten verlinkten Aussagen der (aktuellen) Tietze-Schenk Ausgaben) - der TK der U(BE)-Spannung des Bipolartransistors ist dagegen negativ (dessen Stromverstärkung hat allerdings einen positiven Temperaturkoeffizienten von ≈ 0.66[%/K]).
Vor dem Licht dieser Ergebnisse läßt sich diese (auf den Z-Dioden Fall bezogene) Aussage:

Goldrohr (Beitrag #10) schrieb:

Einfach beide Teile schön aneinander liegend verbauen, ggf. mit Wärmeleitpaste/-kleber

aus meiner Sicht so nicht halten. Die Versuchsergebnisse legen nahe, daß man die Z-Diode (Aufbauversion "a.)") thermisch nicht mit dem Bipolartransistor koppeln sollte; im TL431 Fall (Aufbauversion "b.)" und "c.)") dagegen erscheint eine thermische Kopplung zwischen TL431 und Bipolartransistor durchaus zielführend zu sein.

Goldrohr (Beitrag #10) schrieb:

dann muss man bei diesen Mini-Leistungen auch nicht Den Transistor gut kühlen,

Das sehe ich etwas anders: Bei ca. 100[V] Kollektorspannung (ein in Röhrenschaltungen durchaus nicht praxisfremder Wert) und 3[mA] Quellen- / Senkenstrom entstehen am Transistor ca. 300[mW] Verlustleistung. Die würde ich persönlich (speziell in "warmen" Betriebsumgebungen wie z.B. Röhrenverstärkern) nicht mehr rein über das Transistorgehäuse wegkühlen, sondern dem Transistor einen kleinen Kühlkörper spendieren. Jedenfalls war nach all den Messungen und Versuchen der ganz oben abgebildete Kühlkörper etwa handwarm - d.h. seine Temperatur lag gefühlt deutlich über der Umgebungstemperatur.


Zum Verhalten von Z-Dioden:

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb:

Silizium Z-Dioden haben bei ca. 6[V] Z-Spannung den Umkehrpunkt ihres Temperaturkoeffizienten - d.h. bei ca. 6[V] Z-Spannung ist ihr TK sehr klein.

Goldrohr (Beitrag #10) schrieb:

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb: Silizium Z-Dioden haben bei ca. 6[V] Z-Spannung den Umkehrpunkt ihres Temperaturkoeffizienten - d.h. bei ca. 6[V] Z-Spannung ist ihr TK sehr klein. Ist nicht ganz richtig, aber immerhin entspricht der Temperaturkoeffizient mit ~2mV/K dem der Ube-Strecke des Transistors, so dass sich das ganze gegenseitig aufhebt. Eine 5.6V Z-Diode passt am bessten, 6.2V ist auch i.O.

Der Tietze-Schenk - 6. Auflage 1983 - auf Seite 26 schrieb:

Bei Z-Spannungen unter 5,7 V überwiegt der Zener-Effekt mit negativem Temperaturkoeffizienten, darüber der Avalanche-Effekt mit positivem Temperaturkoeffizienten. Der Temperaturkoeffizient liegt im Bereich von ±0,1% je Grad.

Der Tietze-Schenk - 9. Auflage 1991 - auf Seite 27 schrieb:

Bei Z-Spannungen unter 5,7 V überwiegt der Zener-Effekt mit negativem Temperaturkoeffizienten, darüber der Avalanche-Effekt mit positivem Temperaturkoeffizienten. Der Temperaturkoeffizient liegt im Bereich von ±0,1% je Grad.

Der Tietze-Schenk - 12. Auflage 2002 - auf Seite 25 schrieb:

Bei Z-Spannungen unter 5 V überwiegt der Zener-Effekt mit negativem Temperaturkoeffizienten, darüber der Avalanche-Effekt mit positivem Temperaturkoeffizienten; typische Werte sind TC ≈ -6 * 10^-4 K^-1 für U(Z) = 3,3 V, TC ≈ 0 für U(Z) = 5,1 V und TC ≈ 10^-3 K^-1 für U(Z) = 47 V

Der Tietze-Schenk - 14. Auflage 2012 - auf Seite 24 schrieb:

Bei Z-Spannungen unter 5 V überwiegt der Zener-Effekt mit negativem Temperaturkoeffizienten, darüber der Avalanche-Effekt mit positivem Temperaturkoeffizienten; typische Werte sind TC ≈ -6 * 10^-4 K^-1 für U(Z) = 3,3 V, TC ≈ 0 für U(Z) = 5,1 V und TC ≈ 10^-3 K^-1 für U(Z) = 47 V

The Art of Electronics - 2. Auflage 1989 - auf Seite 332 schrieb:

It turns out that in the neighborhood of 6 volts, zener diodes become very stiff against changes in current and simultaneously achieve a nearly zero temperature coefficient.

The Art of Electronics - 3. Auflage 2015 - auf Seite 674 schrieb:

It turns out that in the neighborhood of 6 volts, zener diodes become very stiff against changes in current, and simultaneously achieve a nearly zero temperature coefficient.

Da war also wohl sowohl mein wie auch Goldrohr's Wissen (wenn auch vermutlich mit unterschiedlichem zeitlichem "Offset") nicht mehr ganz auf der Höhe der Zeit (je nachdem, welche Fachliteratur man heranzieht).

Insgesamt waren das - trotz des erheblichen Zeitaufwands - durchaus erhellende Messungen und Versuche, die wieder einmal deutlich gezeigt haben: Simulationen sind ja gut und schön - aber nichts geht über praktisch erzielte Ergebnisse.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Ganz feine Arbeit! (...und sehr viel Aufwand, audiophilem Geschwafel zu widersprechen )
Interessant, wieder einmal ist es die simple Lösung, die überzeugt.
Mich würde, da wir ja hier in der "Röhren-Abteilung" sind, das Abschneiden einer Röhren-Variante mit z.B. EF80/86 sehr interessieren. Wie gut/schlecht macht sich sowas gegenüber den Silizium-Varianten? Es ist nicht Faulheit, die mich von eigenen Messungen/Experimenten abhält, sondern der Umstand, dass mein Messmittelpark dem Deinigen bei weitem unterlegen ist. Könntest Du dazu auch mal Messungen veranstalten (wenn mal "ein Arm frei ist")?

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

mk0403069 (Beitrag #32) schrieb:

Mich würde, da wir ja hier in der "Röhren-Abteilung" sind, das Abschneiden einer Röhren-Variante mit z.B. EF80/86 sehr interessieren. Wie gut/schlecht macht sich sowas gegenüber den Silizium-Varianten?...........Könntest Du dazu auch mal Messungen veranstalten (wenn mal "ein Arm frei ist")?

das ist schon länger geplant - allein schon deshalb, weil diese Röhrenstromquelle ein zentrales Schaltungsdetail eines Röhrenprojektes sein wird (der > 100[W] Verstärker mit RIM-Herkules-Ausgangstrafos von Claus-Michael), welches hier im Forum ja schon vor gefühlt über einem Jahr gestartet wurde.

Die Halbleiter-Stromquellen hatten allerdings Vorrang - wie ich schrieb, lag denen (neben der Röhrerei) ein berufliches Interesse zu Grunde (es geht darum, möglichst rauscharmes Licht aus Halbleiterlichtquellen zu gewinnen) - deswegen auch die äußerst umfangreiche Beschäftigung damit.

Zu den Röhren-Stromquellen: Mit Pentoden hab' ich sowas schon gemacht - das, was mich hier stört, ist das Stromverteilungsrauschen der Pentode. Ich hab' schon vor einiger Zeit über einem Kaskode-Triodenentwurf gebrütet, der allerdings bis jetzt ein reiner Theorieentwurf ist (eben für den oben aufgeführten > 100[W] Verstärker) und über das Simulationsstadium bis jetzt nicht hinausgekommen ist:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5m41k2y9s98z83e1.png

Die "Materialschlacht" sollte nicht zu sehr abschrecken: Die "Basis-Infrastruktur" aus Glimmstabi und Filtermimik ist auch für mehrere Stromquellen / -senken in einem Verstärker nur einmal erforderlich. Den STV108/30 Glimmstabi hab' ich vor einiger Zeit mal vermessen - das sieht dann so aus:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5mb0xd5cofzpvfop.jpg

Hier zum Schluß noch eine Ansicht des (glimmenden) Stabis:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d5mqxhlw3qtd6tkbt.jpg

Diese ganze Anordnung soll übrigens keinerlei Abneigung gegen Halbleiter ausdrücken - für dieses spezielle Projekt und ähnlich gelagerte Fälle hätte ich es nur gerne nostalgisch-stilecht.

Wenn irgendwann mal a bisserl mehr Zeit ist, werde ich das als Versuch aufbauen, vermessen, dokumentieren und hier einstellen. Nur wird der Versuchsaufbau wegen der höheren Anzahl an Bauelementen deutlich aufwendiger als die entsprechende Halbleiterschaltung - und außerdem kann ich das nicht ganz so "fliegend" aufbauen (sprich: da braucht's eine Metallgrundplatte usw.) wie die Halbleiteraufbauten, weil die Sache deutlich hochohmiger ist und ich (Brumm)Einstreuungen, die das Rausch- / Störspannungsmeßergebnis negativ beeinflussen, minimieren will.

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #31) schrieb:

Thema: Konstantstromquellen / -senken verschiedener Schaltungsart und deren Rauschen / Störspannung.

Moin Herbert,

ein paar kleine Anmerkungen:

Die Alternativschaltung #2 ist Quatsch. C1 zus. mit R2 zerballern den Regelkreis und die Impedanz übers gesamte Audioband. Unbrauchbar. Ich frag mich, wie man als gestandener Profi sowas aufbauen und (auch zeit-)aufwändigst ausmessen kann, ohne die Basics zu berücksichtigen...

Zwischen Grundschaltung und den Alternativen wechselst Du R1. Es wäre schön, hier mehr über die verschiedenen verwendeten Widerstände zu erfahren.

Die "Innenwiderstandsdaten" hast Du wahrscheinlich wieder unter DC Bedingungen ermittelt. Wozu soll das gut sein? Das T1 dabei aufgrund der grossen Variation von Uce und somit der Verlustleistung auch seine Temperatur zwischen den Einzelmessungen recht stark ändert, kommt dann noch als "Extra" dazu... Diese Messung ist für Audiozwecke auch komplett untauglich.

Was Du sonst noch so gemessen hast, will ich dann auch schon lieber nicht mehr wissen. Die Ergebnisse sind fundamental mindestens ebenso fragwürdig. Deine pauschale Bewertung teile ich (selbstredend) ebenso wenig. Ohne das Ganze in Relation zu einer Gesamtschaltung oder dem Rauschen der verwendeten Röhren zu setzen, macht das zudem sowieso keinen Sinn.

Beste Grüße
GR

Hallo Herbert,

schöne Messung. Eine Menge Arbeit hast Du Dir da gemacht.



MfG
DB

Hallo,

Entschuldigung für die verspätete Antwort - mein Laptop hat den Geist aufgegeben und läuft vorübergehend mit Linux Mint.

Herbert - vielen Dank für diese wirklich vorbildlich ausgeführten und dokumentierten Messungen - dass der TL gegenüber der normalen Z-Diode so schlecht abschneidet, hätte ich nicht gedacht!

Wie eine Röhren-Konstantstromquelle, im Speziellen mit EF80/86/89/183/184 abschneidet, wäre noch äußerst interessant, vorallem gegenüber einer Trioden-Kaskode aus ECC81/82/88!

Grüße, Thomas

Anmerkungen die 2te:

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb:

so sollte sich mit dieser Schaltung absolut abgleichfrei ein Konstantstrom im Bereich von 2.741[mA] bis 3.176[mA] einstellen --> diese Konstantstromquelle hat also - bezogen auf 3.000[mA] Sollstrom - eine Maximaltoleranz des Iststroms von -8.63% / +5.87%.

Mit diesen Toleranzen (Datenblätter sagen noch Schlimmeres) in der Simpelstromsenke "Grundschaltung" stellt sich an einem Differenzverstärker wie von Thomas in #3 skizziert, eine Gittervorspannung zwischen -1.6V und -2.4V ein. Nimmt man noch die Abhängigkeiten von Iz, Temperatur und Röhrentoleranzen hinzu, so landet die Gittervorspannung irgendwo im Nirgendwo, aber kaum bei den -1.9V bei 1.5mA je Triode nominell. Und das absolut abgleichfrei

Edit: Nehmen wir noch eine Netzspannungstoleranz von +/-10% an, so ergibt sich allein aus Bauteil-Toleranz und Netzspannungstoleranz eine Gittervorspannung von -0.8V(!!!) bis -3.0V. Na dann Prost!

Übrigens, mit den von Manfred ermessenen Rauschwerten (bei aller Vorsicht!!) des TL431 ergeben sich, bei Verwendung im CCS Tail eines LTP-Treibers und typischen Endröhren/AÜ Kombis immer noch Fremdspannungsabstände von >100dB - ohne Berücksichtigung der Gleichtaktunterdrückung im Differenzverstärker. Was soll also der Bohei? In einem Mikrofon- oder RIAA Pre-Amp, OK, aber doch nicht für den hier angedachten Zweck.

Na denne!

GR

So, moin Thomas,

nun noch ein paar Anregungen, wie es richtig geht.

Im nächsten Diagramm, findest Du einen brauchbaren Aufbau mit der 6N3P, wie von Dir angeregt, aber mit sinnvollen Arbeitspunkten und vier möglichen CCS Varianten. Von

GüntherGünther (Beitrag #36) schrieb:

Trioden-Kaskode aus ECC81/82/88!

macht hier nur die ECC88 Sinn, aber die schlägt wegen dem Audiophool Premium monetär mächtig ins Kontor. Dann vielleicht lieber eine ECC84, die tut's hier mindestens genau so gut. Herberts Glimmstabi-Gedöns ist nutzloser Overkill.
Als SAND Varianten möchte ich nochmal den TL431 Ring-of-2 vorschlagen, oder wenn nicht genehm, dann vielleicht einfach zwei rote LEDs. Die sind so rauscharm, da brauchts auch keine zusätzlichen Kondis. Die Initialgenauigkeit und Temperaturstabilität ist nicht so überragend, aber bei den gewählten Arbeitspunkten geht's ganz gut.



Für Fortgeschrittene:
Schaut man beim gegebenen Schaltbild genau hin, so erkennt man, dass man hier den CCS ganz rausschmeissen kann, und mit einer leichten, strategisch plazierten Gegenkopplung den Output wieder nahezu perfekt symmetrieren kann - wenn auch unter leichtem Gain-Verlust.

Grüße
GR

Hallo

Herbert und Goldrohr.

Ich finde Herbert hat hier eine Super Arbeit hinterlassen.
Goldrohr du hast wohl auch sehr viel Ahnung davon.

Würde da gerne Mitreden können,aber ich habe davon keinen Plan.

Trozdem ist es ein sehr interessantes Thema.Also weiter so machen.......auch wenn ihr beiden
verschiedene ANSICHTEN habt.

Gruss Röhrenzauber

Hallo

Ich hätte da eine Frage zur CCS.Und zwar wie sich der Arbeitspunkt der Röhre einstellt?

In einer Röhrenschaltung mit "Katoden-Basis-Schaltung"ist es der Kathoden R und C überbrückt. Also die automatische Gittervorspannungerzeugung die den Arbeitpunkt bestimmt.

Wie funktioniert das hier in dieser Schaltung mit einer CCS eigentlich ?
edit:müsste genauso sein da 1,5V an der Katode sind?



Gruss Röhrenzauber

Noch was wichtiges,Gibt es da auch eine Stromgegenkopplung ,die die Verstärkung reduziert ?
So wie beim unüberbrückten Kathoden R ohne C.
Glaube nicht da der Strom der CCS konstant bleibt?

Gruss Gröhrenzauber

Hallo,

ja, so ist es. Die CCS regelt die Gittervorspannung je nach eingestelltem Stromwert.

Grüße, Thomas

Hallo

Okay dannn lag ich mit meiner Mutmaßung wohl richtig.Ist doch eigentlich was feines so eine CCS mit alter Röhrentechnik
zu kombinieren

Gruss Röhrenzauber

Nur wird die gezeigte Schaltung mit der Konstantstromquelle nicht besonders gut funktionieren, weil über dem Transistor kaum Spannung vorhanden ist.


MfG
DB

Hallo DB

Die Schaltung ob sie funktioniert keine Ahnung....,es ging mir nur um ein Beispiel.
Da sich der Arbeitspunkt/Ruhestrom der ecc83 auf -1,5V einstelllt.
Und um die Stromgegenkopplung ,da der Strom anscheinend Konstant bleibt,gibt es keine gegenkopplung.
Somit wird die Verstärkung nicht herabgesetzt,wie es mit einem Kathoden R wäre ohne C an der ecc83.
Da scheint mir eine CCS als Kathodenwiderstandersatz ein gutes Hilfsmittel
vielleicht liege auch falsch damit?

Gruss Röhrenzauber

Röhrenzauber (Beitrag #41) schrieb:

Noch was wichtiges,Gibt es da auch eine Stromgegenkopplung ,die die Verstärkung reduziert ? So wie beim unüberbrückten Kathoden R ohne C. Glaube nicht da der Strom der CCS konstant bleibt?

Klar geht das auch bei einem "CCS Tail". Du musst nur pro Triode einen eigenen Kathodenwiderstand spendieren. Bei Transistorschaltungen ist sowas sogar üblich. Vorsicht, so eine Anordnung verändert auch das harmonische Profil des Differenzverstärkers - je nach Röhre und Widerstandswert zum Guten oder Schlechten! In jedem Fall werden aber Toleranzen zwischen den beiden realen Triodensystemen abgemindert.

In der klassischen Röhrentechnik ist diese Anwendung nicht verbreitet und in der zugehörigen Literatur wirst Du auch nicht viel dazu finden. Diese Variante wurde erst mit der Transistortechnik populär, und ist da auch gut dokumentiert.

VG
GR

Hallo GR

Okay verstehe soweit mit dem Kathoden R.Die zusammenhänge mit einer Röhre und einer CCS ist etwas schwer zu verstehen
Mache mir da in meinem Kopf ein paar zusammenhänge...wie das funktionieren könnte.


Übrigens habe ich die Schaltung hieraus genommen,die müsste funktionieren.
http://images.google...SBQKHVGmBYMQrQMIJDAC

Gruss Röhrenzauber

Hallo,

Das mit der CCS ist eigentlich ganz einfach: das, was die eine Röhre mehr an Strom benötigt, wird der anderen "entzogen", heißt konkret: wenn eine Röhre mit einer positiven Halbwelle ausgesteuert wird und damit mehr Strom zieht - die Anodenspannung sinkt - fehlt der anderen Triode der Strom, die Anodenspannung steigt. Somit hat man an der einen Triode eine negative Halbwelle (an jener, die mehr Strom zieht), an der anderen eine positive. Somit kommt die Wirkung der PI zustande.

Mit einer CCS im Anodenzweig (als Ersatz für Ra) lässt sich theoretisch V = [mü] erreichen.

Grüße, Thomas

Das habe auch soweit verstanden...

Aber ein (Triodensystem)+eine CCS als Anodenwiderstandersatz bei der Kathodenbasisschaltung(,da ist mir die elektrische
funktionsweise nicht so ganz im Klaren.Eine Röhre ist ja nix anders als ein veränderbarer Widerstand und daran wird
die CCS ja an der Anode drangehängt.

Gruss Röhrenzauber

Hallo,

statisch gesehen ist die Triode ein veränderbarer Widerstand. Dynamisch ist das etwas komplizierter. Ich empfehle als Literatur
Dr. Heinrich Schröder - Elektrische Nachrichtentechnik Band 2 (Röhren und Transistoren mit ihren Anwendungen bei der Verstärkung, Gleichrichtung und Erzeugung von Sinusschwingungen)

Grüße, Thomas