Digitale Endstufe DIY-Projekt

Hi TBuktu,
zu 4050-Treibern lies mal:
http://www.irf.com/technical-info/an937/an-937p6.htm
Hier geht es allerdings um 300-800kHz. Wenn man ganz vereinfacht annimmt, dass während der Schaltflanken die FETs die halbe Leistung (volle Betriebsspannung * vollen Brückenstrom / 2) aufnehmen, ergibt das eine mittlere Schaltverlustleistung vom Pv = f * (U[brücke] * I[brücke] / 2) * (trise + tfall). Mit tr=tf=100ns (bei meiner Brücke gemessen) und (für sehr moderate 10W Ausgangsleistung an 4Ohm) Ub=30V, Ib=2,5A und f=500kHz wird Pv=3,75W, wohlgemerkt ausschließlich Schaltverluste.
Nimmt man weiterhin an, daß die Treiber parallelisiert werden dürfen (meines Wissens nur für ungepufferte Typen zulässig) und betrachtet die bessere H/L-Flanke, treiben die 4050 IL=6*40mA=240mA. Bei einer typ. Gateladung Qg=50nC (IRF640) dauert das jedoch tf=Qg/IL=208ns. Das heißt, mit diesen Treibern fielen mindestens die doppelten Schaltverluste an.
Bitte beachten: das sind stark vereinfachte Berechnungen.
Also doch besser richtige Treiber.
Möglicherweise liegt ein Grund für den Vgs-Einbruch des p-MOSFET in der induktiven Komponente des Koppel-C. Hat jemand schon mehr Erfahrung/erprobte Lösungen für Treiberschaltungen in dem Frequenz- und Spannungsbereich für MOSFET-Brücken?
Wie soll man die internen Dioden der FETs abschalten? Er hat sie mit externen Dioden überbrückt.
Gruß

Interessanter Link.

Abgeschaltet werden die natürlich (sorry, aber das ist doch elementar *wunder* ) durch eine in Reihe geschaltete Schottky-Diode.
Ich war vor 10 Jahren mal bei einem Seminar von InternationalRectifier, da war dieser Problematik allein die Hälfte der Zeit gewidmet...
Also Schottky (ich hatte SB360) mit Kathode an Drain.
Die Inversdiode zur Kommutierung kommt dann von Source nach Anode der Schottky (ich hatte da eine MUR850).
Die geringe Sperrspannungs-Festigkeit der Schottky ist an dieser Stelle KEIN Problem.
Die parasitäre Diode (eigentlich Transistor) von Mosfets ist doch nicht nur ein bißchen zu langsam...
Das gibt böse Querströme, wenn man die lässt.
Das was ich so an Oszibildern gesehen habe kam mir auch sehr bekannt vor
Ist aber alles nicht ganz so, wie es aussieht.
Ohne Trennverstärker mit einem normalen 2-Kanaloszi ist das alles sehr zweifelhaft.
Der obere Zweig der Brücke ist eben sehr stark in Bewegung und die Messkette eben auch.
Uns hatte damals die Anschaffung einer Stromzange von Tek geholfen. Kam so um die 6000 DM. Halleffekt ist halt teurer

Wenn Geld nicht das Hauptkriterium ist, dann sind Dioden von Unitrode erste Wahl. Kommen frisch vom Military Bereich und haben Werte, die man ganz sicher nicht glaubt, wenn man so ein Teil in der Hand hat.

Zur Parallelschaltung bei den 4049/4050: Wir hatten 2 davon im Gerät und das wurde ein paar 100 Kilo Mal gebaut. Wenn es Probleme gegeben hätte, wäre ich der erste gewesen, dem man das um die Ohren gehauen hätte

Gruss
Tim

PS: Ebenso elemantar ist auch die Schutzdiode zw. Gate u. Source. D.h. kein Zener, sondern eine Suppressordiode (Taz, Tranzorb oder wie sie heissen). Ich hatte P6KE...irgendwas.

Hallo,
die P6KE.. haben Sperrschichtkapazitäten im nF-Bereich, da gibt es welche mit niedrigeren Cs (z.B. für schnelle Datenleitungen), aber die Idee ist gut, weil die Supressordioden schneller sind(?).
Sind die Schottkydioden jeweils in Flussrichtung in Reihe zum Drain beider MOSFET, oder nur zum unteren? Noch nie gesehen, kann ich mir aber vorstellen, verstehe jedoch die Wirkungsweise nicht so recht. Gibt es einen erklärenden Link?
Die Entlastungsdioden hatte ich tatsächlich "vergessen".
Oszi ist bei mir ein THS720, alles galvanisch getrennt, welche Kapazität aber die Masse gegen Erde hat, ist mir nicht bekannt, muss ich mal ins Datenblatt schauen. Allerdings habe ich schon mit 10/1-Teilern gemessen, Oszimasse auf Schaltungsmasse - also "fest", störend sind da eher die "langen" Massestrippen.
4000er Treiber gehen im 100kHz-Bereich noch ganz ordentlich, hab ich nicht abgestritten, sieht man ja auch in diversen Applikationsschaltungen, mit höher werdender Frequenz/Flankensteilheit und steigenden Qg kann man die Gateströme aber nicht mehr sichern, das kann man durchrechnen. Für Kleinspannungsendstufen (hier für einen Piezomotorantrieb, ca. 90kHz, mit ebenfalls "kleineren" MOSFETs) habe ich mir vor Jahren mit AC-Bausteinen beholfen, deren Ausgang ist etwa symmetrisch und sie sind extrem schnell (delay ca. 10ns). Interessehalber:
http://www.ibtk.de/project/pmdr/drprin25.pdf
http://www.ibtk.de/project/pmdr/pmdr_2_5.jpg
P und N habe ich erstmal aus Faulheit gewählt, war einfach nachzubauen, zur reinen N-Endstufe müsste ich noch ein wenig überlegen, oder gibt es schon Fertiges für diesen Frequenzbereich?
Wenn ich weiterhin ein wenig Unterstützung bekommen kann, würde ich mich freuen, vielleicht kommen wir gemeinsam zu einem vernünftigen Ziel. Deshalb Danke für die Hinweise!
Gruss

Die endgültige Lösung bestand bei uns übrigens aus einem Impulsübertrager...

Der IR2110 kam damals um die 10DM, was viel zu teuer war.

Die Abschaltdiode muss natürlich andersrum sein als die Freilaufdiode, sonst kann der Strom doch rückwärts durch den MOS.

Zum Messen empfehlen sich (wie bei Funkangelegenheiten) sogenannte Rattenschwänze. Das sind ca. 10cm lange Mess-Strippen mit Teflon Isolierung, die man sehr oft an und ablöten kann. Am anderen Ende ist dann BNC.

Wir hatten anfangs beide Zweige (für oberen und unteren MOS)
mit einem Trafo 233V - 2x 12V versorgt. Irgendwann haben wir dann gemerkt, dass wir den Trafohersteller wechseln mussten, weil die (kapazitive?) Kopplung zw. beiden Sekundärwicklungen zu gross war. Das dauert ewig, ehe man an so eine Fehlerquelle denkt.

Das fiese an MOS ist ja auch, dass die durchaus nur ein bißchen kaputt gehen können. Es hat mal geknallt, aber alles funzt noch. Nur die Transis werden zu heiss. Da hat sich eben der RDSon etwas erhöht.

Jedenfalls habe ich so unendlich viel ´Schweinereien´ erlebt, dass ich alles sehr kritisch sehe und mich deswegen eigentlich nicht so einmischen wollte. Aber vielleicht läuft das hier besser, weil ja die Spannung wesentlich geringer ist.

Gruss
Tim

Ja, Impulsübertrager, hatte ich irgendwann hier auch schon vorgeschlagen. Noch nicht in Schaltungen mit hohem dU/dt eingesetzt, aber in Stepup und -down Konvertern. Mir schien immer die saubere Impulsform vorteilhaft - keine Masseschweinereien.
Die Dioden verstehe ich jetzt und werde es beherzigen, Danke.
An den Trafo würde ich auch nicht denken, weil doch die Kopplung der Betriebsspannungen doch schon über die Abblock-Cs (bei mir 1000µF+10µF+100nF) sehr fest ist, oder hab ich's noch nicht verstanden? War das ein HF-Trafo?
Bei "gemerkten" Fehlfunktionen schmeiße ich die betroffenen BE radikal in den Eimer, auch Erfahrung...
Kannst Du meine Vgs/Oszillogramme deuten, hast evtl. sogar Abhilfe? Ich muss zugeben, ich habe den Verstärker noch nicht repariert (deshalb fehlen auch noch die Dioden).
Insgesamt habe auch ich reichlich Misstrauen, wegen der Erfahrungen aus meinen Projekten und u.a. weil mir die von Hypex, Philips und Mueta angepriesenen tollen Class-D-Verstärker keiner anbieten/verkaufen will. Deshalb Selbstbau, nicht unbedingt Selbstzweck, sondern ebenso für ein TU-Projekt, auch schon hier erwähnt. Wobei mir _dafür_ die jetzt erreichte Leistung locker reichen würde.
Also guck ein bisschen zu und kritisiere fleißig an mir/uns herum, Deine Schaltnetzteilerfahrungen sind Gold wert.
Gruss, Timo

Was Allgemeines:
es gab mal ein ähnliches Thema, "Class-D Digital Amplifier design" (seit Anfang Dezember keine neue Meldung) und hier in "Digitale Endstufe DIY Projekt" sind auch nicht mehr Viele zu hören.
Löst man das alte Thema auf?
Es wurde davon gesprochen, dass eine Yahoogroup entsteht (Thomasdah wollte 29.Dezember eine gründen?), eine passende gab es aber schon, eine neue zum Thema konnte ich nicht finden.

Wo also wollen wir weitermachen? Mir gefällt es hier etwas besser als bei Yahoo, die ständige Werbung dort ist unangenehm.
Gruss, Timo

Hi,
der Class-D-Versuch ist repariert und Dank der Hinweise von TBuktu etwas verbessert. Hat auch schon gelärmt.
siehe Beschreibung unter:
http://www.ibtk.de/project/class_d/2004classd_entwicklungsbeschreibung.pdf
Gibt es Hinweise, wie man den Frequenzjitter stabilisiert?
Gruß,
tiki

Mueta hat geantwortet:

Dear Timo,

Thanks for your email with interest in the Mueta technology.
We are in the final stage with the IC testing, and expect to start soon with the main production.
The first evaluation boards will be ready around second quarter 2004, the quotation is not fixed yet. It will be possible to built amp up to 1000 watt and higher, as you can put the amps in series.
We can put you on our mailing list to keep you updated.

Yours sincerely,
Johan Schouten
President Mueta BV

Parallelweg 2a
4261 GA Wijk en Aalburg
The Netherlands
Tel: +31 (0)416 69 9040
Fax: +31 (0)416 69 9004
Website: www.mueta.com <http://www.mueta.com>
Mailto:johan@mueta.com

Hi,
der Verstärker funktioniert wieder stabil. Der am 25.01. eingeführte OPA655 war noch "im Leerlauf" auf der Leiterplatte und hat offenbar die Störungen verursacht.
Der Amp klingt auch ganz vernünftig über eine Box.
Bei 5Vrms an 6Ohm 20Hz-21kHz -3dB. Die Grenzen bilden offensichtlich der Eingangs-Koppel-C (100n/110k) und das Ausgangsfilter (55µH/470nF).
Leerlauf +0,15/-0,046A, ergibt 2,94W.
Bei max. 9Vrms an 6Ohm (ohmsch), =13,5W, und +/-15V +0,64A, -0,52A, =17,4W ergeben sich 77% Wirkungsgrad, wohl noch verbesserungswürdig.

nächste Aufgaben:
1. Optimierung Ausgangsfilter
2. Endstufe auf nur N-Kanal umstellen
3. stärkere Endtransistoren BUZ30A (0,13Ohm) oder FQA34N20 (0,075Ohm), je 200V
4. Optimierung Treiberstufe (Beseitigung des Vgs-Einbruchs)
5. Optimierung der Totzeit
6. Verbesserung der Gegenkopplung, auch nach dem Ausgangsfilter abgreifen
7. richtige LP...

Gruss,
tiki

@ timo

richtige LS, lastprüfung - kannst du vorbeikommen.

Hallo Henry,
morgen is ersma Familie - Skirutschen und so in Altenhügel.
Sonntach? Ich steh aber nicht Deinetwegen um zwei nachts auf! Zumal wir Samstag abends zur Feuerzangenbowle eingeladen sind.
So gegen zehn/halb elf?
Eine Leistungsprüfung wird vielleicht nicht viel bringen, bei +/-15V. Viel mehr trau ich der Kiste noch nicht zu, ist keinerlei Kühlkörper dran, passt auch nicht mehr, ist eben der erste Versuch.
Unter dem bekannten Link
http://www.ibtk.de/project/class_d/
sind wieder ein paar Oszillogramme dazugekommen, die zeigen, dass die Gateansteuerung noch lange nicht perfekt ist. Blau ist jeweils der Ausgang vor dem Filter, gelb Vgs einer der MOSFETs. In allen Fällen sah der Ausgang nach dem Filter noch schön sinussig aus, bei 1kHz und 9,0Vrms. Wahrscheinlich steht durch die recht große Totzeit (zw. 100 und 250ns) bei der hohen Taktfrequenz nicht mehr die komplette Brückenspannung zur Aussteuerung zur Verfügung, d.h. Clipping schon vor 15V/Wurzel(2), eben kurz über 9Vrms.
Übrigens werden jetzt die Entlastungsdioden deutlicher warm als die FETs, gerade unter Last, aber auch die sind nicht gekühlt.
Hast Du eine vernünftige Doppelspannungsquelle? Oszi bringe ich mit. Und - mail mir mal bitte Deine Adresse, wie ich Dich finde.
Ich freu mich auf Sonntag!
Gruss, Timo

Noch ein Wort zum Layout:

Ähnlich wie bei A/D Wandlern vorgehen. Sternförmig von einem zentralen Massepunkt. Geht natürlich nicht immer. Aber Masse immer von einer Leitung nehmen, wo nicht viel drauf passiert, also nicht von der, wo der Hauptstrom fliesst.

Absolut wichtig für EMV-Geschichten:
Die vom Strom eingeschlossene Fläche muss möglichst klein sein !!!!!

Ich hatte anfangs L & N sowie Masse & +400V weit auseinander gepackt. Genau falsch. So eng zusammen, wie möglich!
(Natürlich unter Einbehaltung der Luft und Kriechstrecken - VDE gerecht)

Gruss
Tim

@ timo,

ich ruf dich an. am sonntag ist probe - da wird nicht viel mit versuchen und um 2:00 Uhr kann ich noch nicht lärmen.
spannungsquellen hab ich ab 2 x 40V, oder regelbar bis 1,5A

willst du wasserski fahren?

Aber hallo,
rutschen war knorke, schön geschwitzt. Und der Kahleberg in voller Sonne! Schnee war noch sehr ordentlich, keine Pappe.
Nun seid Ihr ja ganz schön fix. Die LP kommt doch erst zum Schluß, wenn man glaubt(!), alles sei perfekt. Die Hinweise sind gut, am besten gar keine eingeschlossene Fläche durch zwei oder mehr Ebenen, es kann ja nicht teuer genug sein ;-). Hab mir sowas auch schon mehrfach bei Seminaren angehört, aller dings ging es da um Einstreuungen bei Low-Power-Designs. Werde ich berücksichtigen.
Jedoch, wie gesagt, vorher liegt noch einiges an.
Mir gefällt die jetzige Steuerung eigentlich nicht so richtig, weil u.a. ziemlich starke Frequenzschwankungen bei unterschiedlichen Aussteuerungen auftreten. Mir schwebt eine Lösung vor, die ähnlich wie bei PWM-Spannungsreglern, eine konstante Frequenz vorgibt (Trigger) und die Pulsweite in Abhängigkeit von der Regelabweichung (Ausgang-Eingang) nachregelt. Auch die TI-Idee mit getrennten pos. und neg. Pulsen, die ich vor längerem hier auch mal als Simulation vorstellte, fand ich clever. Das würde ich ganz gern verbinden, weiß bloß noch nicht wie.
Aber Eins nach dem Anderen...
Gruß, Timo

Hallo Tim,
ich habe mal wieder einen Tag mit Simulationsversuchen der Endstufe verbraten. Abgesehen davon, daß sich die MOSFET-Modelle der Hersteller komplett unterschiedlich verhalten und ich daher kaum weiß, welchen Ergebnissen man trauen kann, bin ich mit der "nur N-Kanal-Endstufe" nicht recht vorwärts gekommen. Hast Du ein paar Tips, wie man die recht hohen Gateladungen auf der High-Seite sauber und schnell bedient?
Ansonsten bleibe ich doch vorerst bei einer N/P-Kombination, wegen der einfacheren Ansteuerung.
Übrigens hatte Sörensen bei seiner 3.0D-Variante schon 1MHz erreicht, wenn ich das richtig verstanden habe. Hier muß man schon die Totzeiten klein halten (<100ns), um genug Reserve für die PWM zu haben. Und das bei den hohen Gateladungen ohne Ringing etc. zu beherrschen, ist offenbar nicht ganz ohne.
Wie ich aus Appnotes gelernt habe, soll das Ausschalten schnellstmöglich erfolgen, während das Einschalten eine weichere Flanke aufweisen soll.
Aktuelle Dateien dazu lege ich wieder unter der Adresse ab:
http://www.ibtk.de/project/class_d/
Gruß, Timo

Hallo Timo!

Man kann die High-Seite extra versorgen (eigenes Netzteil)und einen Optokoppler benutzen
Man kann Bootstrap Schaltung anwenden (ist aber nicht mit einer Diode und einem Kondensator erledigt, wenn es sicher sein soll)
Man kann den IR2110 (oder etwas neueres) nehmen

Allerdings weiss ich nicht genau, was Du mit Gateladungen meins...

Die Ansteuerung ist bei Mix sicher einfacher. Ich hatte diese Wahl ja nicht, weil es keine p-Kanal Mos für hohe Spannungen gab.
Soweit ich weiss haben p & n aber unterschiedliche G-S Kapazitäten, weswegen man diese gerne durch zusätzliche Cs angleicht. Allerdings ist das bei reinem Schaltbetrieb vielleicht nicht nötig. Trotzdem ist eine gewisse Gleichheit immer ganz angenehm.

Gruss
Tim

Hallo Tim,

bringt nicht ein eigenes Netzteil für die H-Seite große (Streu-)kapazitäten mit sich, z.B. auch durch die Trafospulen untereinander? Das könnte bei >500kHz schwierig zu beherrschen werden, weil die Kapazität immer durch die H-Seite "mitgeschleppt" werden muß. Hast Du Erfahrung/Beispiele, ob das tatsächlich so ist, wie ich vermute?
Tja, für Deinen Bootstrap-Vorschlag könnte ich auch einen Schaltungsvorschlag gebrauchen... Weil ich bei IR ausschliesslich Treiber mit Totzeiten über 500ns fand, liebäugle ich inzwischen mit den Micrel-Treibern MIC4420/9 mit 6Apeak für die dicken MOSFETs. Die Gateladungen...

Apropos, sieh doch mal in meine MOSFET-Liste, da stehen die Qg drin.
www.ibtk.de/project/class_d/parts/mosfet/mosfets.xls
Ich habe als Grundlage das Diagramm Vgs/Qg aus den Datenblättern genommen und die Knickpunkte gelistet. Nach meinem Verständnis ist der erste Knick ein Maß für tpd, propagation delay time, der zweite für tr oder tf, rise oder fall time. Jedenfalls als Anhaltspunkt, um die Daten vergleichen zu können, speziell im Hinblick auf erreichbare Schaltfrequenzen, Totzeiten und Flanken.
Die Gateladung ist die Gesamtladung, die zum Ein-/Ausschalten des Fets in das Gate gepumpt werden muß.
Also brauch ich für hohe Frequenzen und hohe Gateladungen viel Strom, logisch. Deshalb die MIC4420.

In der Simulationsdatei
../project/class_d/pspice/ver_0.3/20040202_classd-generator3_50ns_deadtime.pdf
sieht man den steilen Anstieg der Brückenspannung V(BR) synchron mit der Plateauphase der Gatespannung, wie in der Theorie.

Die Symmetrie der Cgs bzw. Qg der MOSFETs ist ein guter Hinweis, wäre mit Fets nur einer Polarität natürlich einfacher zu realisieren. Das führt bei "identischen" Treiberschaltungen für High- und Low-Seite zu gleichen Tot- und Schaltzeiten.
Wie das aber für eine reine N-Endstufe verwirklichen? Kannst Du uns ein wenig weiterhelfen? Wenn man die MIC4420 auch auf der High-Seite einsetzen will, braucht man eine stabile Spannungsversorgung, die mit der Brücke "mitfährt". Die mittleren(!) Ströme der Treiber dürften bei 100mA und darüber liegen.

Gruß, Timo

puh...das muss man ja mit Verstand lesen....nix für 1/2 2 morgens...

Mit dem Trafo hatten wir Ärger...habe ich das nicht irgendwo geschrieben ???
Wollen wir nicht lieber eine schöne HighEnd Endstufe bauen (konventionell) ?

Ich gehe jetzt schlafen...sorry

Gruss
Tim

Hallo erstmal,

hab mir gerade den ganzen Thread durchgelesen, bin auch am rumprobieren an einer digitalen Endstufe. Hab als Basis ebenfalls den Sorensen-Entwurf genommen, kann aber leider noch nicht mit weiterführenden Ergebnissen dienen; kommen hoffentlich aber bald.
Zur N-/P-Kanal-Problematik: habt ihr mal über den Einsatz eines Übertragers nachgedacht? Entweder zur Ansteuerung des High-N-Mosfets (müßte dann allerdings ein ziemlich niederohmiges und (vergleichsweise) grosses Teil sein) oder als Gegentakt-Ausgangsübertrager; an der Stelle könnte man auch schon die Induktivität fürs Ausgangsfilter "mitnutzen".
Schreibt mal, was ihr davon haltet; ich weiss, ist nicht so die bliebteste Idee, man erschlägt aber dadurch einige andere Probleme .
CU,
Ampchamp.

Wir haben das Pulstrafo (oder war´s Impulsübertrager ?? )genannt.
Muss sehr gut berechnet werden. Ich habe damals den Böhmer zu Rat genommen (Bestes Buch überhaupt für den Praktiker !!!)
Ausserdem muss Du an allen Ecken mit Dioden die Spikes kappen

Ein Treiber IC ist schon am sichersten.

Man sollte auch nie vergessen, dass eine funzende Schaltung auf dem Tisch höchstens die halbe Miete ist.

Was macht das Teil beim Einschalten, was beim ein/aus/ein etc.....

Gruss
Tim

Hi,
heute nur fremden Kram gemacht - schauerlich.
Hallo AmpChamp, freut mich, dass sich noch jemand beteiligt. Wäre schön, wenn Du dabeibleibst und evtl. Deine Versionen auch mal rumzeigst.
Es gab schon einen Link am 02.01.:
http://www.g0mrf.freeserve.co.uk/classd.htm
Der Vorschlag nutzt zwei Übertrager, gut für die Symmetrie und einfacherer Wicklungsaufbau (keine Mittenanzapfung). Ein altes Projekt von mir für einen rotatorischen Piezomotor hatte auch eine ähnliche Endstufe, allerdings bei 90 kHz und nur etwa 15W, verteilt auf drei Phasen:
www.ibtk.de/project/class_d/pspice/old_designs/pmdr25pw.gif
Aber schon da hatte ich ordentlich mit Spikes durch die Streukapazitäten und -induktivitäten zu kämpfen. Jetzt mehrere 100W bei >500kHz? Eine schöne Herausforderung! Ich glaube, da probiere ich erstmal noch an der konventionellen Treiberei herum.

Übrigens wird die Impedanz der Brücke auf die Ausgangsseite transformiert, die Induktivität des Übertragers läßt sich nur nutzen, wenn der Übertrager nicht an der Brücke hängt, z.B. in den Totzeiten, oder dessen Kopplung zwischen den Spulen sehr lose ist. Beides führt zu Spikes und "wilden" Schwingungen (siehe auch Tims Nachricht), die bei den Leistungen kaum noch zu beherrschen sind, es sei denn, man nutzt ein Resonanzdesign. Wenn man die Spikes über Dioden erschlagen will, entsteht ein Haufen Wärme. Auf dem Gebiet hab ich aber nur schwachen Schimmer, eher noch Tim... Zu guter Letzt ist dann der/die Übertrager das größte Teil am Class-D, wo doch die Drossel schon stört.
Aber, das ist nur meine wenige Erfahrung, wenn jemand solche Sachen beherrscht und womöglich noch berechnen/konstruieren kann, sollten wir das in Betracht ziehen. Das Siemens/Epcos-Buch: Ferrite und Induktivitäten habe ich hier, hilft ein wenig bei den grundlegenden Berechnungen. Vielleicht gibt es schon fertige Trafos, z.B. von Pulse oder den Israelis.

Ich schau mir mal die ADuM100BR an, ein leistungsarmer, schneller Koppler mit 25kV/µs Transientenfestigkeit. Da brauch ich "bloß" noch die Bootstrapschaltung, Tim. Wie heißt denn das Buch vom Böhmer vollständig, dass ich mal in die Bibo laufe?

Viele Grüße, TiKi

Nur kurz:

Böhmer: Elemente der angewandten Elektronik / Viehweg Verlag

Ist ein allgemeines Buch, nix spezielles zum Thema, aber irre gut

Bootstrap heisst: Die Versorgung für den oberen Zweig kommt von einem Kondensator. Also vom oberen Versorgungszweig der Brücke eine Diode Richtung C. Das andere Ende des C kommt auf die Mitte zw. den Transistoren.

Wenn der untere T durchschaltet wird dieses C über die Diode aufgeladen. Wenn der ober T durchschaltet versorgt das C dann die Ansteuerung für den oberen Zweig.
Blöd zu beschreiben und für n & p Kanal auch nicht so nötig...
----------------
Könnte man die Inversdioden nicht auch als Schottky nehmen (SB560...5A...60Volt)

Das trr von diesen Dioden bestimmt ja die minimale Totzeit
(oder wie war das doch gleich...)
Ich muss mir das tagsüber mal ansehen.

Gruss
Tim

Hallo,
danke für den Buchtip.
Das Bootstrap-Prinzip ist bekannt, Du sprachst aber von einer sicheren Schaltung?
Die Inversdioden, in "meiner" Schaltung HFA15TB60, müssen die komplette Brückenspannung aushalten, Schottkies kenne ich nur bis max. 200V. Aber ich erinnere mich, auch mal was über deren Verwendung als FRED-Ersatz gelesen zu haben.
Inzwischen habe ich mich mal in anderen Foren umgeschaut:

http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?s=&threadid=7754&perpage=40&pagenumber=2
Post #77 ff.

http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?s=aad2e486edc8d05cfd51f033d3418c27&threadid=7754&perpage=40&pagenumber=4
Post #134 ff.

Und die Bang&Olufsen-Seite ist auch einen Besuch wert, zumindest die AES-Paper.
Man ist anderswo schon weiter...
Aber eine brauchbare fertige N-Kanal-Treiberschaltung fand ich nicht. Also doch wieder selbst Erfahrungen sammeln.
Irgendwo sprach man auch von schwer zu beherrschenden Pulsübertragern und daß man lieber Optokoppler verwenden will.
Gruß, tiki

Auf dem Nachhauseweg mit dem Fahrrad hatte ich eine Idee, die ich noch loswerden muß:

Kann man nicht das Sörensen-design mit einer definierten Taktfrequenz betreiben? Dabei muß natürlich die Triggerfrequenz in jeder Betriebssituation höher als die Frequenz im freischwingenden Zustand sein. So etwas ist z.B. bei vielen DC/DC-Wandlern von Maxim und LT üblich. Dazu würde ich den 2k2-Widerstand aufteilen und als Summationspunkt verwenden und den Triggertakt in den Eingang injizieren.
Der Takt muß eine Mindestpulsdauer aufweisen, daß die Endstufe sicher umschaltet, die restliche positive Pulsdauer ist durch die Gegenkopplung wie bisher zu regeln.
Die Triggeramplitude würde ich der Einfachheit halber empirisch ermitteln. Sinnvollerweise ist die Eigenfrequenz der Schaltung zunächst herabzusetzen (durch den Integrations-C und den Gegenkopplungs-R), daß die Triggerfrequenz nicht zu hoch sein muß.

Weiterhin kann man das auch evtl. mit der TI-Variante "BD-PWM" (welche auch in den erwähnten AES-Papers beschrieben ist: "High Fidelity Pulse Width Modulation Amplifiers based on Novel Double Loop Feedback Techniques" - auf der Bang&Olufsen-Seite) kombinieren, indem die Halbbrücken-FETs getrennt angesteuert werden, durch einen 180° Zweiphasen-Trigger.

Insgesamt koppelt man damit die Vorteile der Selbsterregung (Regelung - gute Verzerrungswerte) mit der konstanten Frequenz, vorteilhaft für die Filterung und evtl. Synchronisierung mit anderen Stufen.

Könnte das gehen, oder bin ich auf dem völlig falschen Dampfer?

Gruß, tiki

Das muss ich mir in Ruhe mal reinziehen. Im Moment ist mein Laptop ´out of order´. (ich bin also fast blind) Keine Mails. Keine Bookmarks.

Gruss
Tim

Hi,

die höchste Frequenz, mit der er freischwingend schwingt, ist doch schon die maximale, die er überhaupt mitmacht (vorgegeben durch Slew-Rate der OPs, Größe der Hysterese beim Schmitt-Trigger und die Zeitkonstante vom Integrator (C8, U2)); meinst du, du kannst ihn auf noch höhere zwingen? Bin ich eher skeptisch. Dann doch lieber das Design umstricken, dass man eine richtige current-mode-regelung bekommt: ein Taktgenerator setzt regelmäßig ein Flip-Flop, das den Ausgangstransistor anschaltet. Resetet wird das FF vom Ausgang eines Komparators, das den (heruntergeteilten) Ausgangswert mit dem Soll-/Eingangswert vergleicht. Müßte aber irgendwie nach dem Ausgangsfilter passieren und ob das gut geht? Ausser man fügt in die Rückkopplung noch einen Allpass ein, der die Phase um den gleichen Betrag zurückdreht, den das Ausgangsfilter schiebt. Aber das wird wohl noch wilder
Na ja, meine Gedanken nach einem langen Tag und in der Vorfreude, dass ich morgen und Sonntag noch schaffen muss, weil der Auftrag fertig werden muss
In diesem Sinne,
CU,
AmpChamp.

Zwar nicht Audio, aber trotzdem schön:
Das Prinzip funktioniert wohl auch für mein gegenwärtiges TU-Projekt.

http://poolux.psychopool.tu-dresden.de/skvf/map/map_heater_control_01_schematic.pdf
http://poolux.psychopool.tu-dresden.de/skvf/map/map_heater_control_01_dat.pdf

Da kann ich ja die nächste Zeit zuhause bleiben.
Die Gegenkopplung will ich hier evtl. auch noch zusätzlich hinter dem Filter anbinden.

Eine diskrete Treiberschaltung mit BJTs wollte mir in Pspice nicht zufriedenstellend gelingen, also doch MIC4420?

Schönes Wochenende!
Gruß, tiki

Hi Ampchamp,

ja, Du hast die Idee schon feiner aufgelöst. Entscheidend ist meiner Meinung nach, daß die Einschaltzeit (Triggerpuls) kürzer als die Zeitkonstante ist, die von dem Gegenkopplungs-RC-Glied und der Triggerschwelle vorgegeben ist. Wobei die letztere Zeitkonstante auch von der Ausgangsamplitude abhängt, weil sie das dV/dt des RC-Gliedes bestimmt, während die Triggerschwellen im Wesentlichen konstant bleiben.

Das Phasendrehungsproblem lösen Einige durch die Rückführung des (phasengedrehten) Filterstromes (siehe z.B. AN1042/D von OnSemi). Das geht schon langsam in die Regelungstechnik, da saß ich beim Studium immer hinterm Pfeiler, jetzt fehlt mir das...

Den Gegenkopplungsabgriff nach dem Filter sollten wir unbedingt vorsehen, weil dadurch u.a. der erreichbare Dämpfungsfaktor um mindestens das Zehnfache zu erhöhen ist, auch THD, IMD usw. verbessern sich immens.

Gruß, tiki

Hallo,

Simulation der N-Kanal-Endstufe ist vorläufig okay, siehe:

http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/ver_0.4/classd_generator_04_schematics.pdf
http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/ver_0.4/classd-generator_04_data.pdf

Es fehlen allerdings noch die Treiber, insbesondere im Zusammenspiel mit der Bootstrapschaltung. Haben leider zuviele Knoten für die freie Pspice-Version erzeugt. R99 und R102 sollen die Ausgangswiderstände der MIC4420-Treiber nachbilden.

Ich würde gerne die Infineon-SIC-Schottkies einsetzen, als Abschalt-, Freilauf- und Bootstrapdioden, hat jemand schon Erfahrung damit? Welcher Distri kann sie liefern?

Viele Grüße, tiki

mensch timo,

da sagst du immer ich würde viel zeit hier verbringen - was du veranstaltest ist auch nicht ohne. hoffentlich läuft sie bald.

viele grüße, auch an die familie - henry

Hi,

ich bin nicht verlorengegangen. Hab mich nur in anderen Foren umgesehen. Das diyAudio Forum > Top > Source > Digital > Anyone interested in a digital amplifier project?
scheint mir das im Moment aktivste und interessanteste. Dort sind ein paar wirklich wissende Leute versammelt und man kann Einiges an Erfahrungen und wertvollen Tipps sammeln. Das wird natürlich in die Endstufe einfließen. Beispielsweise ein Tipp von Jaka Racman zum Impulsübertrager und dem folgenden Gatedriver.
http://www.diyaudio.com/forums/attachment.php?s=&postid=328674
Welchen man vielleicht mit meiner(?) Idee kombinieren kann:http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?postid=328567#post328567
Momentan fehlen noch eine Reihe Bauelemente, wie die SIC-Schottkies von Infineon.

Mir scheint inzwischen doch die reine N-Kanal-Endstufe günstiger zu sein, weil die verfügbaren P-FETs einen mehrfach höheren Rdson oder (und) eine viel höhere Gateladung aufweisen, wodurch entweder die Treiberstufe komplizierter oder die Schaltzeiten asymmetrisch werden.
Gleichzeitig ist wohl das Qg*Rdson - Produkt bei FETs mit kleineren Sperrspannungen günstiger, sodass mit diesen insgesamt kleinere Verluste zu erwarten sind. Den Verlust an Spannungshub kann man, wenn es denn wirklich laut sein muß, zum Teil durch eine Brückenschaltung ausgleichen, wie schon durch Tim erwähnt.

Gruß, tiki

+--------------------------------------------------------+
| Neuvorstellung
+------------------------------------------------------

Hallo werte dig-audio bastler. ich beabsichtige
innerhalb der nächsten 12 Monate eine Digitale
Endstufe zu realisieren, Specs :

Pout ca. >200 .. 500W
easy to build
Eingänge :
1x spdif
1x Micro mit Notch-Filter
2x Audio analog
Idiotensicher (Short-Circuit, Temp)

Die eingangsregler sind kein problem, da gibts
fertige bausätze, das netzteil soll konservativ sein,
also trafo mit B2U + Zwischkreiskondensator mit nachgeschaltetem Buck (zur Einstellung der max. Leistung, wenn mal kleinere Boxen angeschlossen werden).

Die Konzepte der existierenden Digital-Verstärker
(TACT, ELV und weitere) sind mir bekannt, aber die sind für die Anwaendung zu kostspielig.

Bei der Durchsicht der A-D Wandler sind mit folgende aufgefallen :

-LX 1710 von Microsemi
kein Überstromschutz, Levelshifter erf.
ca 4.00$

- diverse diskrete Schaltungen von IRF, Harris
Ti -> zu viel Löterei

- tripath
da käme der TA3020 in frage, Parallelisiert
(Also zwei Vollbrücken parallel je kanal)

Netzteil , wie gesagt, einfach mit Buck-Konverter
mit irgend so einem Low-Cost SMPS-Chip und einem
Mostfet (vorzugsweise ohne zusatz-Gate-Treiber),
stellt die Spannung von ca. 20V bis 65V,
schaltfrequenz ca. 50kHz .. 100kHz, applikationsbeispiele gibts genug.

[== Folgendes gilt nicht für die Tripath-Chips ==]
Aber die Endstufe.
Den Levelshifter 2110 ist für die Schaltfrequenzen von >200kHz nicht zu verwenden, lange Totzeit, daher sollte der 2111 verwendet werden.
IRF gibt in seinem Design (380W, fs~350kHz) auch den
IR2111 an. Steuert natürlich einen IRF-MOSFET an.
EVTL. weisen die STS-MOSFETs aber günstigere Werte auf
(->Qg / ID,cont,100°C vergleichen)
/ ==]


Wichtig ist aber bei allen Aufbauten das das design der
Ausgangshalbbrücke sauber durchgeführt wird, durch zu schnelles Schalten (zu geringe Totzeit oder zu geringen Gatewiderstand) entstehen zusätzliche Verluste, mal abgesehen vom THD. das andere Extrem wirkt sich in eine zu geringen Leistungsabgabe mit unsauberen Sound aus.

Die Lösungen von Microsemi un ddie diskreten Lösungen
weisen gegenüber der Tripath-Lösungen eine langsamere Überstrombegrenzung auf.

Mir erscheint die Lösung mit dem TA3020 daher
(nach sichten der Unterlagen über 4 Stunden)
als die bessere Variante. Auf der Seite von
tripath sind Platinenlayouts angegeben für den Aufbau
des Digitalen Verstärkers, die sind dann auch
EMV-optimiert, sodass keine störungen zu erwarten sind.

Frage : het einer diese Platinen angefertigt oder beabsichtigt jemad, diese anzufertigen ?
Wo bekomme ich den TA3020 günstig als Privatperson
(bestellung auf firma kommt nicht so gut) ?
Hat jemand schon mal eine TA3020-Schaltung aufgebaut ?

Hallo Power_PA,

na, in 12 Monaten kann ja so einiges laufen...
Hast Du bereits Erfahrungen mit Endstufen in dieser Leistungsklasse _und_ mit geschalteten Leistungsendstufen?
Dann mag es "easy" gehen. Ansonsten mußt Du mit einigen Schwierigkeiten rechnen.
Wenn es doch einfach sein soll (zuviel Löterei???), rate ich Dir, auf die angekündigten Module von Hypex oder Mueta zu warten, sind schon in einem Posting weiter vorn erwähnt.
Wenn es lieber DIY, dazu noch sauber sein (EMV!) und gut klingen soll, schau Dir erstmal die Erfahrungen in den Foren an, hier, bei diyAudio und Yahoo. Es ist eben nicht so einfach, auf jeden Fall steckt viel Optimierungsarbeit dahinter und außerdem wollen viele Leute ihren "eigenen" (einmaligen) Amp haben.
Insofern habe ich nichts Fertiges gefunden, erstmal mit dem Sörensen-Projekt begonnen und dieses erweitert. Vielleicht reichen Dir ja auch dessen Eigenschaften und Du erweiterst diesen Amp bloß um die gewünschten Schutzschaltungen.

Ich bin immer noch beim Zusammenstellen der einzelnen Module für die nächste Ausführung, bin noch nichtmal sicher, ob ich bei dem Selbsterregerprinzip bleibe. Aber eine reine N-Kanal-Endstufe als Brücke bestimmt, wohl in BD-Konfiguration. Als Treiber eher die MAX/MIC4420, die H-Seite übertragergetrennt oder mit ADuM1100, evtl. aber auch HIP2100.

Gruß, tiki

--> die ??? 4420 und 4429 sind gut; alternativ ginge ??? 4424

--> HIP2100 ist jüngst abgekündigt worden !
Ich hab hier "noch ne kiste 'rumstehen", aber einsetzten würde ich den nicht mehr.
Die sind so gross, dass diese 1.2kV / 800Amp / 100kHz IGBTs ansteuern können, vielleicht doch etwas
zu dick.
Mir gefällt auch die Kombination der N-FET's und P-FET's nicht, egal ob im Treiber
oder in der Endstufe, die N- P- sind einfach zu unterschiedlich in ihrem verhalten.
Besser ist IMHO die Verwendung nur von N-Typen und mit identischen Ansteuerwegen
( prop. Delay, Schaltschwellen) für den Highside und Lowside FET, dann sind die
Zeiten und die sich daraus ergebenden Verzerrungen für eine pos. und die
neg. Ausgangspolarität identisch. Irgendwo war der effekt unteschiedlicher Totzeiten für die
Higside vs. Lowside bei IRF mal beschrieben.

[ kann man kompensieren. kann man aber auch direkt richtig designen.]

das mit dem Sörensen-Proj. habe ich auch irgendwo gelesen, könntest Du mir bitte mal
schlagwortartig worums geht / Link. (danke)

ADuM1100 kannte ich bisher nicht, jedenfalls nicht unter diesem namen, dass es die
Induktiv-Übertrager gibt ist mir schon seit einem Jahr bekannt, wahrscheinlich
werde ich mal einen Studenten dran setzen, der die mal untersucht. Jedenfalls sind
die Iduktiv-bertrager wegen ihrer UL-Spezifikation interessant, das ist mit dem
IR-Konzept nicht realisierbar. Schönes Feature, aber für die PA nicht wichtig.
Bleibe also erst mal bei dem IR2111, mal ins Datenblatt schauen, wie es bei
f >=200kHz mit der Pv versus Qg ausschaut.

Hypex ist mir zu teuer, wenn ich so sehe, was in dem PowerAmp. drinne ist,
ist das eine wahnsinns Gewinnspanne, und die möchte ich eingentlich in Bier
eintauschen für die Fete. Die Aufwendungen fürs Bier steht derzet
bei 260Euro/3h .

Hallo,
Das Datenblatt des HIP2100 von Intersil stammt vom Dezember 2003. Außerdem hält er nur 100V aus. Meinen wir unterschiedliche Treiber?
http://www.intersil.com/data/fn/fn4022.pdf
Der IR211 geht zwar bis 600V, aber nur 200/420mA Io, ist also entsprechend langsam. Außerdem spricht der Anwendung bei mindestens 300kHz die Totzeit von 650ns entgegen, das wären 39%!
Mit der P/N-Endstufe geb ich Dir recht, habe ich auch schon angedeutet.
Zum Sörensen-Prinzip: hatte zucker am 27. Dez 2003, 20:03 schon hier reingestellt:
http://listen.to/audioexperiment
Da sind auch alle Schaltungen/Prinzipien/Fotos zu finden.
Preise von Hypex habe ich noch nicht bekommen, wäre ja mal interessant, auch die von Mueta.
Gruß, tiki

.. wir meinen den gleichen Treiber, was den HIP2100
angeht. Nach Aussage der Produktion abgekündigt.

>Der IR211 geht zwar bis 600V, aber nur 200/420mA Io, ist
>also entsprechend langsam. Außerdem spricht der Anwendung
>bei mindestens 300kHz die Totzeit von 650ns entgegen, das
>wären 39%!

Ähliche Probleme gibts beim Einsatz eines ADuM1100-artigen
Treibers und nachgeschaltetem 4420-treiber, da sinds dann
eben 200ns oder so, aber eine reduzierung der Pulsbreite
um 200 .. 400ns wirst du immer in kauf nehmen müssen, das
limitiert dann auch die Ausgangsleistung, denn in der
Kommutierungsphse wird nur "verlustleistung" produziert
und keine Leistung an den Ausgang abgegeben.

Die Summe des Übels ist eine konstante Größe.

Guten Morgen,

dann schau mal auf die Webseite:
http://www.intersil.com/products/deviceinfo.asp?pn=HIP2100
Da steht nichts von Abkündigung, im Gegenteil, alles "Active". Außerdem bekam ich am 16.02.2004 von Intersil eine Bestätigung auf meine Musterbestellung von je 4 HIP2100/2101, leider ohne Liefertermin.
Nichtsdestoweniger kann es natürlich sein, daß deren Webseite etwas hinterherhinkt. Das wäre schade.

Meine Ansicht zur Pulsverzerrung:
Die deadtime verringert tatsächlich den effektiven Bereich für den Modulationsgrad, weil sie von der H- und L-Zeit jeweils etwas abzieht, ohne die Periodendauer zu ändern.
Dem ist bei den Verzögerungszeiten (tpd) nicht so, sofern sie für die L/H- und H/L-Flanken einigermaßen übereinstimmen (matching). Die tpd bewirken insofern eine Verzögerung des kompletten Signalverlaufs, aber nicht eine Veränderung der H-/L-Zeiten (damit bleibt das Tastverhältnis konstant und die deadtime unbeeinflusst). Jedoch kann die tpd durch die daraus folgende Phasendrehung der Regelung Probleme bereiten.

Ansonsten stimme ich Dir voll zu:
"Meine" Totzeiten habe ich in der ersten Versuchschaltung auch nicht wesentlich unter je 100ns drücken können, ohne erhebliche shoot-through-Verluste inkaufnehmen zu müssen. Das schob ich bisher auf die miserable Gateansteuerung (auch das quasi nicht vorhandene Layout) und damit die gegenseitige Beeinflussung von Hi- und Lo-Stufe. Es war jedenfalls zu beobachten, dass mit steigendem Abstand der Schaltflanken von Hi- und Lo-Stufe die gegenseitige Beeinflussung abnahm (z.B. bei Eingangssignal des Amp Dreieck oder Sinus mit ca. 1Hz).

Ich interpretiere das so: der eine MOSFET muss _voll_ ein/aus sein, bevor der jeweils andere MOSFET schaltet. Möglicherweise muss man tatsächlich die Gatespannung noch nach der Schaltflanke (=Vgs-Plateau) weiter erhöhen. Evtl. hängt es damit zusammen, das sich die Phasen des gleichzeitigen Auftretens von Ids und Vds gegenseitig überlappen, was man nicht ohne weiteres aus den Vgs-Verläufen ablesen kann. Da muss ich wohl mal Versuche durchführen, bei denen "alles" aufgezeichnet wird, insbesondere der zeitliche Verlauf des Stromflusses beider MOSFETs.

Gruß, tiki

Guten Morgen,

>dann schau mal auf die Webseite:
>http://www.intersil.com/products/deviceinfo.asp?pn=HIP2100
>Da steht nichts von Abkündigung, im Gegenteil, alles "Active".

MEA CULPA MAXIMA (nicht Maxim !)
Es handelt sich um das abgekündigte Produkt um einen Intelligenten
Levelshifter eines Jap. Herstellers, sorry,


>Meine Ansicht zur Pulsverzerrung:
>Die deadtime verringert tatsächlich den effektiven Bereich für den
>Modulationsgrad, weil sie von der H- und L-Zeit jeweils etwas abzieht,
>ohne die Periodendauer zu ändern.
>Dem ist bei den Verzögerungszeiten (tpd) nicht so, sofern sie für
>die L/H- und H/L-Flanken einigermaßen übereinstimmen (matching).
>Die tpd bewirken insofern eine Verzögerung des kompletten Signalverlaufs,
>aber nicht eine Veränderung der H-/L-Zeiten (damit bleibt das Tastverhältnis
>konstant und die deadtime unbeeinflusst).
>Jedoch kann die tpd durch die daraus folgende Phasendrehung der Regelung Probleme bereiten.

Right, übergang von 100ns auf 200ns t_rise|t_fall macht eine Änderung des Wirkungsgrades
von 85% auf 71% aus (Schaltfrequenz war so etwas um die 300kHz, das sind gemessene
Werte, nur mal als Pi * Daumenmaß)
Das die t_rise|t_fall - Zeiten identisch sein sollen, auch klar,
IR wirbt mit seinem Treiber IR2011(S) ja expiziet damit, der ist auch
übrigens besser als der HIP4080 (gibts nicht mehr).
Harris hat ein ganz schnuggeliges Eval-Board herausgegeben mit einer einfachen
PWM-regelung, leider nur 100W und HV-Treiber nicht mehr lieferbar.


>"Meine" Totzeiten habe ich in der ersten Versuchschaltung auch nicht wesentlich unter
>je 100ns drücken können, ohne erhebliche shoot-through-Verluste inkaufnehmen zu müssen.
... ja, und wenn die dinger warm werden, fliegt dir das Package TO220|TO247 um die Ohren
weil die Cross-Conduction Losses zu groß werden ;-))

>Das schob ich bisher auf die miserable Gateansteuerung (auch das quasi nicht vorhandene Layout)
>und damit die gegenseitige Beeinflussung von Hi- und Lo-Stufe.
>Es war jedenfalls zu beobachten, dass mit steigendem Abstand der Schaltflanken von
>Hi- und Lo-Stufe die gegenseitige Beeinflussung abnahm (z.B. bei Eingangssignal des
>Amp Dreieck oder Sinus mit ca. 1Hz).

Beachte Wiring-Induktivität !

>Ich interpretiere das so: der eine MOSFET muss _voll_ ein/aus sein,
>bevor der jeweils andere MOSFET schaltet. Möglicherweise muss man tatsächlich die
>Gatespannung noch nach der Schaltflanke (=Vgs-Plateau) weiter erhöhen.

Klar, beachte auch die Sperrverzugsladung der Body-Diode im Mosfet, ein zu schnelles
Einschalten des Mosfets bewirkt Spitzenströme beim einschalten und führt zu Verlusten,
daher ist eine "angemessene" Einschaltdauer erforderlich, die durch den Gatewiderstand
bestimmt wird.
Wenn Du einen guten Trieber hast (welchen mosfet hast Du ?), also MAX4420 oder so etwas,
kommen Gatewiderstände von 3.3 .. 22 Ohm in Frage. Zum Ausschalten im Gatezweig eine
Diode mit kleinerem Widerstand ggf. in Serie, damit das "Entladen" der gate-Kapazität
schneller wird, aber auch nicht zu schnell, weil sonst noch Ladung vom Drain aufs Gate
kommt und der zusätzliche Gatestrom (fließt vom gate zum treiber) dir den treiber
killt.
Je höher die max versorgungsspannung am Treiber == max. Gatespannung im durchgesteuerten
MOSFET desto geringer die Durchlassverluste im MOSFET während der Leitphase.


Also, hol' dir mal zwei gute Mosfets, paar IR2011-treiber (NICHT 2111,2113 !!)
Gatewiderstand +/- 8.2Ohm vorwärts zum Gate und über eine schnelle diode
(in referenzdesigns nachschauen) mit 5.6Ohm in Serie zurück :

+---- 5.6--|<|---+
| |
Treiber-----+-----8.2Ohm ----+------>Gate

Treiber_GND------------------------->Source-pin


und dann bitte ganz kurze Leitungen zwischen Treiber und Gate

Am Treiber über 1uF tantal parallel zu 10uF elko 22V die versorgungsspannung puffern

Über die Mosfet-Halbbrücke eine Low-ESR Kondensator schalten z.B. MKT 63V 4.7uF


nächste Woche fange ich mal an ein Schaltplan zu zeichen, Problem ist nur, dass
ich immer noch nicht weiss, wieviel Leistung ich benötige, aber 200W < P < 1kW | Kanal.
das ist wichtig für die Größe der MOSFETS --> TeiberLeistung --> Schaltfrequenz
--> PWM-Chip design , Filterdesign.


Gruß & frohes Designen

Hallo,

ich schlage mich schon mehrere Tage damit herum, einen jitterarmen und stabilen 500kHz-Dreieckgenerator zu zaubern. Er soll durch einen 1MHz-Quarz-(rechteck-)generator getriggert werden, über ein D-FF, für 50% Tastverhältnis. Das Problem ist die DC-Stabilität.

Momentan treibt das 500kHz-Rechtecksignal einen 10k/33pF-Integrator mit einem schnellen OPV (noch STM TS462, später wohl AD8033 oder AD8034). Der +Eingang ist auf VCC/2 (100k+100k, mit 100nF gegen GND geblockt), am Ausgang hängt ein invertierender Komparator, der über 10k auf die VCC/2-Referenz "gegenkoppelt". Das Prinzip ist ähnlich diesem:
[url]http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?postid=330981#post330981[/url], aber mit einem Komparator (STM LM393) statt Logik-ICs.

Da ich momentan einen externen Rechteckgenerator und ein geerdetes Oszi einsetze, weiß ich nicht, ob die restliche "Schwebung" (scheint Jitter und veränderlicher DC-Offset) auch aus der Meßgerätschaft oder nur aus der Schaltung selbst herrührt.

Ziel ist die NBDD- bzw. Class-I-Konfiguration. Zur (englischen) Erläuterung:
[url]http://www.icepower.bang-olufsen.com/sw1065.asp[/url]
[url]http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?s=&threadid=14847&perpage=40&pagenumber=1[/url]
Die diversen Applikationsschriften gehen meist von selbsterregten Generatoren aus, die nicht ohne weiteres synchronisierbar sind.
Kennt jemand eine geeignete Lösung? Vielen Dank im Voraus!

Übrigens will Intersil den HIP2100 im neuen QFN-Gehäuse schicken, 0,8mm Grid und untenliegende Anschlüsse, wie ich die löten soll, wissen die wahrscheinlich auch nicht.

Gruß, tiki

ReHiH,

>Übrigens will Intersil den HIP2100 im neuen QFN-Gehäuse
>schicken, 0,8mm Grid und untenliegende Anschlüsse, wie ich
>die löten soll, wissen die wahrscheinlich auch nicht.

jaja die immer mit den kleinfüssigen Cases, DIL ist für
den Entwickler bequemer. Was ist mit dem IR2011 ??
(nicht 2111 oder 2113!) IR2011 -> 200V hs&ls-driver, 1A,
delay matching <20ns !! und DIL !#

Danke für den Verweis auf den Breicht von
Karsten Nielson, es war mir bekannt, das
die bei B+O daran arbeiten, nicht aber, dass
die Diss von Nielson im Netz ist,
naja, schaltungsmäßig hat er ja nix angegeben, in
anerten Publikationen habe iich einen hinweis auf
ein dediziertes chip zur Modulation gefunden,
aber keine Bezeichnung, die setzten das jedenfalls
auch in High-End Car Amps ein (US-Markt).
Aber einen SHARK einzusetzen, wie Nielson, das ist
für HOME applikation dann doch etwas zu Edel,
man beachte auch den WFA !!

was deine Simulationen angeht, die sind soweit ok.,
aber du kannst noch soviel simulieren, alle
parasitären Effekte kannste in der simulation nicht
berücksichtigen.

Ansonsten hast ja schon viele Projekte gefahren,
deren Applikationen mir nicht unbekannt sind.

Gruß

Dreieckgenerator, Die aktuelle Version ist in folgendem Verzeichnis:

http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/triangle_generator/

Der Dreieckgenerator besteht nun aus einem schnellen OPA AD8033 (80MHz) und einem schnellen Komparator. Momentan ist der Komparator noch ein 8033, besser wäre ein eigener, schneller Komparator oder eine Kombinaion aus HC-Invertern (nicht getestet). Die Laufzeit und die Flanken sollten im Nanosekundenbereich liegen.

Der Block-C über dem unteren Spannungsteilerwiderstand R64 sollte im Bereich einiger Nanofarad liegen. Kleinere Werte verschlechtern die Dreiecks-linearität, höhere Werte erhöhen den DC-Jitter. Das heißt, die Lage der mittleren Ausgangsspannung bezüglich der Betriebsspannung ist nicht stabil. Dies ist immer der Fall, jedoch ist der Wert 2.2nF ein Kompromiß zwischen dem erreichbaren DC-Jitter und der Linearität.

Den Schaltflanken ist besondere Beachtung zu schenken. Gute VCC-Entkopplung und gute Masseanbindung sind ein Muß, anderenfalls beeinflussen die Schaltströme das Nutzsignal.

Das Bild triangle_generator_02_measure.gif zeigt die reale Messung derselben Schaltung wie die Simulation.

Power_PA:
Treiber: Vergleiche bitte die Datenblätter!
_______Ipk__Voff___tr___tf___ton__toff__match
IR2011_ 1.0A 200V 15ns 10ns 80ns 60ns 20ns
HIP2100 2.0A 100V 10ns 10ns 20ns 20ns 2ns
Damit ist die Entscheidung für mich klar.

Mit dedizierten Chips meinst Du vielleicht die TI-Equibit-ICs? TAS5076 und TAS5182. Dafür gibt es sogar EVMs, leider nur bis etwa 100W.

Gruß, tiki

Hallo,

der Dreieckgenerator kann auch eine "weichere" Gegenkopplung erhalten. Dazu konvertiert man den Gegenkopplungskomparator in einen Integrator (10k/100pF). Der Integrations-C (Cf) ist u.a. abhängig von dem Gegenkopplungs-R und der GBW des Gegenkopplungs-OPA. Zu große Werte für Cf führen wegen der Phasendrehung wieder zum Schwingen. Vorteil ist der Wegfall der Flanken, damit weniger Störungen im Dreieckssignal.

Gruß, tiki

Hallo,

hier steht ein vorläufiger (noch unfertiger) Schaltplan für die Endstufe:
http://www.ibtk.de/project/class_d/pcb/d_amp011.zip

Modulation mit Dreieckgenerator nach NBDD-Schema.

Gruß, tiki

Hallo,
Der korrigierte Schaltplan unter:
[url]http://www.ibtk.de/project/class_d/pcb/d_amp012.pdf[/url]
wird von Zeit zu Zeit aktualisiert.
Puffer im Eingangsteil eingefügt, Modulationsschema korrigiert, Totzeit-Trigger geändert, Gateansteuerung korrigiert...
Die MAX941 sind sicher nicht optimal, die AD8033 im NF-Teil sind auch noch durch bessere zu ersetzen.
Hinweise, Vorschläge, Kritiken etc. sind gern gesehen. Idealerweise führen sie zur Verbesserung der Schaltung.
Gruß, tiki

Hallo,

Simulation des Modulators:

http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/modulator/classd_nbdd_modulator00_schematics.pdf
http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/modulator/classd_nbdd_modulator00_data.pdf

von unten nach oben:
- Dreieck (vom Generator), Signal und invertiertes Signal
- AP (fallende) und BP (steigende) PWM
- AM und BM, die korrespondierenden Invertierungen dazu
- an den Ausgängen aus AP + BM resultierendes Signal (grün) und dito für AM + BP (rot)
- Signal an der Last vor der Glättung durch die hier fehlenden gekoppelten Induktivitäten (die Induktivitäten führen allerdings zu Halbierung der Signalamplitude)

Ich hoffe, keine prinzipiellen Fehler gemacht zu haben.
Die Simulation mit den Trafos:
http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/modulator/classd_nbdd_modulator02_schematics.pdf
und zugehörige Datenfiles.
Der Ausgang kann in dieser Konfiguration noch +/-37V bei 10kHz Dreiecksignal bringen. Allerdings tritt eine sehr große Resonanz auf, wenn man die LS-Induktivität mit üblichen 1mH (statt hier 1uH) ansetzt, wohl zwischen LS-Induktivität und dem Filter-C. In der Endstufe fließen noch viel zu hohe Ströme (>100A) über die volle pos. Pulsdauer, deren Ursache noch zu ergründen ist.

Gruß, tiki

Hallo, neue Simulationsergebnisse unter:

http://www.ibtk.de/project/class_d/pspice/modulator/

Die Ergebnisse scheinen plausibler als die vorhergehenden, insbesondere sind die Ströme in den Schaltern (Mosfets) im normalen Bereich.

classd_speakerfilter01.pdf zeigt, dass man mit einem Parallelwiderstand von 10Ohm zur Last die sonst entstehende Resonanz gut dämpfen kann.

Insofern scheint das Design also im Wesentlichen zu funktionieren.
Eine testweise eingefügte Gegenkopplung (Differenzverstärker über Spannungsteiler auf Eingang) funktioniert ebenso, nicht perfekt, aber ohne Schwingen und sicher verbesserungsfähig. Damit scheint das Prinzip eines synchronisierten, gegengekoppelten Class-D-Amp mit DIY-Mitteln realisierbar.

Gruß, tiki

Hi,

Schaltplan (NBDD-Endstufe) vereinfacht/korrigiert.
http://www.ibtk.de/project/class_d/pcb/

tiki

Hallo,

eins, zwei, drei, im Sauseschritt
läuft die Zeit, wir laufen mit. (WiBu)

inzwischen hab ich mir die UcD-Module von Hypex gekauft, für diesen Preis kann ich "meine" ClassD-Entwicklung nicht weitertreiben. Da werde ich mich eher um die Lautsprecher kümmern.
Habt vielen Dank für Eure Hilfe und Euer Interesse, gelernt hab ich allemal eine Menge.
Viel Spaß und Erfolg Euch allen!

Viele Grüße,
Timo

hmm dann mach ich mal weiter

wo gibts den IR2011? (Sollte das oben schon irgendwo stehen, sorry, hab nicht alles gelesen)