Symm. Endstufe, Phasenreserve

Hallo Stefan,

lass die Simu Simu sein, die hilft bei Grobüberschlägen, nicht im Detail, bzw. bei so stark von diversen Einflüssen abhängigen Sachen.
Bei der Leistung wirst Du bipolare T nicht auf diese Ft hochbolzen können - zu viele große Ströme müssen umgepolt werden. Mit Mosfet`s ist es machbar aber sicher auch nicht mehr bei diesen Leistungen. Mach sie Dir bis 200Khz stabil und sauber und Du wirst Deine Freude dran haben.

Hallo Henry,

Bei der Leistung wirst Du bipolare T nicht auf diese Ft hochbolzen können

Was ist bei kleinen Leistungen? Das Ding läuft ja ab und an auch mit nur 10W.

Mach sie Dir bis 200Khz stabil und sauber

bzgl. Frequenzgang, Phase und Verstärkung? Die sehen gut aus.

Aber wie macht man das prinzipell wenn ich das Problem lösen wollte? Sprich wenn ich Sigularitäten in meiner Übertragungsfunktion habe? In der Systemtheorie gibts da ja diverse Möglichkeiten, aber wie sieht das in der Praxis aus? Wie entscheide ich am besten, wo ich wie was ändere?
Leider werden diese Themen erst im nächsten Semester erörtert.

Grüße Stefan

Hallo,

ich hab jetzt auch ein bisschen rumsimuliert.
Ich bin in einer ähnlichen Situation wie du; d.h.
in Systemtechnik wird von der mathematischen Seite darauf
eingegangen wie man eine Polstelle mit einer Nullstelle
aushebelt bzw wo sich die Pole befindem sollen / müssen
(Re / Img).

Auf der anderen Seite hat man dann das "Experimentalwissen"
vom Amp-Basteln.

ich schau mir jede Stufe mal einzeln an was sie macht.
d.h. beim diff amp eben mal inv.Eingang an Masse und
Diff Spannung an den Kollektoren ansehen.

Dann RC Glieder einfügen: zwischen Kollektoren zum
Senken der Verstärkung / Phase , zwischen den Emittern
(bei vorhandenen Emitter Widerständen) zum gezielten
Anheben von Verstärkung / Phase. Das ist normalerweise
nachvollziehbar im Bode.

Dann nächste Stufe dran (VAS) und schauen was passiert.
Mit den Werten der RC Glieder varieren, Extreme Werte
ausprobieren damit man die Wirkung der Änderung der Kurve
zuordnen kann, etc...

Das Problem bei solchen Simus liegt mE darin, dass bei
"breitbandigen" Konzepten Simu und Realität oft sehr
unterschiedlich sind.

Bis jetzt hatte ich im Endeffekt solche Lead / Lag RCs
aber immer vermieden und einen dominanten
Pol in der VAS (Miller C halt) der die ganze Endstufe ausbremst. Das funktioniert eigentlich auch gut.

Wenn man div. Elektor Endstufen ansieht, wird eigentlich
immer mit Lead / Lag Gliedern an bestimmten Stellen
gearbeitet. Wie ist hier die Vorgehensweise zum dimensionieren. Man muss wohl noch mehr Tüftlerei
hineinstecken, aber eher am realen Objekt als in der Simu..?

Gruß, Manuel

Was ist, wenn Du R20/21 kleiner machst ?
Ansonsten gilt es, den Vorrednern nur zu zustimmen. Habe auch schon stabile Amps simuliert, die dann in echt unstabil waren...

Hallo,

Habe die Bauteilewerte mal so belassen und aufgebaut.
Trotz der Tatsache, dass mehr als 120 Bauteile auf der Platine "wohnen", ging bis auf die Einschaltverzögerung (die ist von dir, Lothar) alles bestens. (Schaltplan folgt...)

Dann habe eine Frage zum PSRR:
Wie kann ich eine Schaltung so optimieren, dass der PSRR möglichst hoch ist? Sprich bei einem sym. Verstärker? Sollte man da bei den Konstantstromquellen für die Diff-Stufen ansetzen und diese (Konstantstromquellen) möglichst stabil gestalten? zB mit mehr Siebung, ein JFET für die Referenzdiode etc.? Was bieten sich da für Möglichkeiten?

In wie weit fällt der CMRR ins Gewicht? Sollte man da auch besonderen Wert legen?

Und: Wie kann die beiden Parameter messtechnisch erfassen?

Grüße Stefan

Hallo Stefan,
was geht an der Einschaltverzögerung nicht? Die ist so simpel, die muß gehen, es sei denn irgendwas ist falsch aufgebaut oder der DC-Schutz spricht an.

PSSR :
Power Supply Rejection- Speisespannungsunterdrückung-
Durchschlagen der Speisespannnung auf die Ausgangsspannung.

Du mißt also ohne Signal, Die Welligkeit der Speisespannung und die Welligkeit am Ausgang. Zur Not Speisespannungselkos verkleinern. Bei guten Schaltungen wird da etwas zu messen- etwas schwierig.

Und dann PSSR = 20 log ( Welligkeit der Speisespannung durch Welligkeit am Ausgang)

Dieser Wert ist im übrigen stark frequenzabhängig....Aber um die Speisespanung mit 5 oder 10 kHz zu modulieren dazu fehlt den meisten von uns wohl das Equipment. Also messen wir es nur bei 100 Hz.
Und um es komplett zu komplizieren. Diser Wert ist für die Plus und die Minusspannung meist unterschiedlich hoch. Wenn DU es perfekt machen willst messe und optimiere beide.


CMRR:
Common Mode Rejection Ratio
Gleichtaktunterdrückungsverhältniss

Zur Erklärung: Stelle dir eine OPV-Schaltung vor- konkret einen Differenzverstärker- das ist wichtig.

Wenn Du an beide Eingänge eine Spannung von z.B. ein Volt gibst, sollte ein perfekter Differenzverstärker Null Volt rausgeben. Der in unseren Beispiel gibt aber, sagen wir mal 10 mV raus. Also CMMR = 20 log (1000mV : 10mV) = 40 dB

Bei Deiner Schaltung kannst Du aber so gar keinen CMMR messen. weil Du die nicht als Differenzverstärker beschaltest hast. Dazu müßtest Du die Gegenkopplung ändern.

Auch die CMMR ist frequenzabhängig. Sprich, es ist ein Unterschied, ob ich mit DC messe oder mit 100 kHz.


Zur Stromquelle: suche mal eine Kaskodestromquelle im Internet, das ist die Beste!
Ansonsten ist das Erzeugen einer stabilen Referenzspannung für die Konstantstromquelle immer gut. Ein JFET ist dafür auch eine gute Sache...Aber nur zur Brummspannungsunterdrückung reicht auch ein genügend großer Elko, parallel zur Ref.-Diode.

Grüße Lothar


Und nicht mehr über meine Einschaltverzögerung lästern Die funktioniert.

Hallo!

Ich kann nur bestätigen, dass Ultraschall's Einschaltverzögerung BESTENS funktioniert.

Ich habe diese Schaltung:



auf diesem Layout:



aufgebaut.

Für R1 hab ich 15k gewählt, R2 ist bei mir 380R und R3 it bei 909k groß (bei meinem 2. Aufbau werde ich diesen etwas kleiner wählen, ich habe so gute 12-13sek verzögerung).

Die ganze Geschichte funktioniert tadelos. Dank der in Reihe geschalteten Relaisspulen ist ein ein Spannungsbereich von 34-72V DC möglich.

Sorry für OT, aber ich wollte meine durchweg positiven Erfahrungen berichten. Vielen Dank auch an Ultraschall, für diese einfache Schaltung. Ich habe viele andere mit dieser verglichen, und nur diese hat mich in bezug auf Aufwand und Kosten wirklich überzeugt. Nochmals Vielen Dank an Ultraschall bezgl. der Schaltung!

GRüße
Black

Hallo Lothar,

erstmal Danke für deine Erklärungen. Ich werde mal schauen, dass ich den einen oder anderen Parameter messtechnisch erfasse.
Den Begriff "Kaskodestromquelle" habe ich so direkt in google nicht finden können. Meinst du also eine Stromquelle, der eine Kaskode nachgeschaltet ist?

Zur Einschaltverzögerung:
Da habe ich mich leider nicht gut ausgedrückt, bzw es war zu kanpp. Dass deine Schaltung funktioniert steht ausser Frage, das sieht jeder, der Schaltpläne lesen kann. Ich hab jedoch in meiner Schaltung parallel zu dem Transistor, der den C entläd, einen weiteren T geschaltet, der durchgeschaltet wird, wenn die Temperatur zu hoch ist oder die Netzspannung ausfällt.
Wenn ich nun den Verstärker anschalte, zieht das Relais an, löst nach ca 500ms wieder, um dann nach der gewünschten Verzögernung wieder durchzuschalten. Leider ist mir dieses Verhalten nicht verständlich.
Hier der Schaltplan als Eagle-datei:
Schaltplan

Grüße Stefan

Danke , danke Black-Chicken so viel Lob / Honig.


@Stampede: Da komme ich auf so eine komische Downloadseite..
Kanst Du das nicht als Bid mit Imageshack hochladen. Bin immer etwas vorsichtig. Notfalls vorher mit dem kostenlos downloadbaren IrfanView auf JPEG konvertieren das Bildchen.

Zur Kaskodestromquelle "etwas Literatur" Seite 59

http://www.imtek.de/...OS04/CMOS_analog.pdf

Das ganze Script ruhig auf den Rechner downloaden.
Ist schon sehr lehrreich und interessant und wenn man vielleicht jetzt auch vieles nicht versteht, in einen Jahr seit Ihr weiter. Und gute Literatur ist selten oder nur teuer käuflich zu erwerben.

Hallo Lothar,

hier erstmal der Schaltplan als Bild:

Hast du ne Ahnung, was das komische Verhalten der Einschaltzögerung bewirkt?

Das Skript gefällt mir sehr gut! Es ergänzt mein eher schwaches Uni-Skript zu "Analoge Schaltungstechnik und Bauelemente" vorzüglich. Vielen Dank! Am Verständnis haperts nun wirklich nicht. Sag mal, hast du in Freiburg auch studiert?

Grüße

Stefan

Nein, ich habe in Wismar studiert. Ist aber schon zwanzig Jahre her.

Aber überraschenderweise gibt es ein paar relativ kleine Unis die unheimlich gut in Elektronik sind. Aachen war/ist glaube ich auch so eine gute. Wenn ich dagegen sehe, wie wenig man z.B. von hier aus Berlin im Netz findet, bringt mich da zum Grübeln. Oder herrscht da das Motto: Wir haben es ja nicht mehr nötig uns zu profilieren. ?

Ich würde bei deiner Schaltung folgendermaßen vorgehen:
Q6 und 12 rauslöten. Einschalten/ testen.
Dann daselbe nur einmal mit Q6 und einmal nur mit Q12.

Sollte es einzeln mit Q6 und Q12 funktionieren, muß eine seltsame Verquickung vorliegen, die beim gemeinsamen Einbau von Q 6 und 12 entsteht. Dann würde ich morgen noch mal meine Denkmaschine anwerfen. Bin heute etwas müde und geschafft.

Tritt das nur bei eine Schaltung auf oder mindestens bei zwei? Sonst würde ich über einen eventuellen Bauteiledefekt nachdenken. Weil eigentlich muß C8 beim Einschalten entladen sein. Eventuell einen "Sicherheitsentladewiderstand parallel schalten (470k) ?

Ansonsten lass doch C1 entfallen. Du hast zur Nullpunktkompensation doch schon einen Integrator drin. Das sollte reichen.

Deine Treiber, die TIP waren elend langsame Burschen. Da was schnelleres einsetzen- zwecks Phasenreserve ?

Tach Bubens,

Ich würde bei deiner Schaltung folgendermaßen vorgehen: Q6 und 12 rauslöten. Einschalten/ testen. Dann daselbe nur einmal mit Q6 und einmal nur mit Q12.

selbiges empfehle ich auch. Möglicherweise will IC1B erst etwas ausregeln, für einen Bruchteil der Zeit und somit Q12 zum sperren und leiten zwingen, so daß C8 irgendetwas schlagartiges tut. Wenn er etwas zu klein bewertet ist, dann tun da schon kleine Stromstöße ihr übriges.

Vielleicht zieht auch etwas im Moment des Einschalten an der Ub, so daß IC1B anspricht? PAD6 und PAD5 - was kommt da dran, ich find es nicht?

Weil eigentlich muß C8 beim Einschalten entladen sein. Eventuell einen "Sicherheitsentladewiderstand parallel schalten (470k) ?

Oder eben das, wenn die Zeit zwischen An - Aus - An zu kurz ist.
Ver Veiß.

Treiber:
MJE 15030 / 31

Nun,

Ich würde bei deiner Schaltung folgendermaßen vorgehen: Q6 und 12 rauslöten. Einschalten/ testen. Dann daselbe nur einmal mit Q6 und einmal nur mit Q12.

Das werde ich versuchen, nur leider ist der Amp nich bei mir in Aachen (Uni), und deshalb muss das noch warten. Ich habe zu Testzwecken erst einen Kanal gebaut, also kann ich nicht sagen, ob der Fehler da auch auftritt.

...muß eine seltsame Verquickung vorliegen, die beim gemeinsamen Einbau von Q 6 und 12 entsteht.

Sehr seltsame Verquickung, denn eigentlich sollte es funktionieren...

Sonst würde ich über einen eventuellen Bauteiledefekt nachdenken.

hmm, die Teile waren alle neu, aber sowas kann ja hin und wieder vorkommen.

Weil eigentlich muß C8 beim Einschalten entladen sein. Eventuell einen "Sicherheitsentladewiderstand parallel schalten (470k) ?

Genau , eigentlich sollte C8 entladen sein. Ich habe testhalber da nen R einglötet, waren was um die 300k, hatte jedoch keinen Effekt. Ebenso habe ich die Basis von Q11 testweise mit 10k auf Masse gezogen, hat aber auch nichts bewirkt. Einzig ein erhöhen des C's von 47µ auf 470µ verhinderte das komische Verhalten, für diesen großen Kapazitätwert schaltete die Schaltung aber trotzdem zu schnell ein (ca. 3 Sekunden).

Ansonsten lass doch C1 entfallen. Du hast zur Nullpunktkompensation doch schon einen Integrator drin. Das sollte reichen.

Das wäre die letzte Möglichkeit, aber eine funkionierende Einschaltverzögerung wär mir lieber.

Deine Treiber, die TIP waren elend langsame Burschen. Da was schnelleres einsetzen- zwecks Phasenreserve ?

Da sitzen, wie im Simu-Schaltplan zu sehen, MJE15032/33 drin. Anstatt der BD139/140 sind MJE340/350 zum Einsatz gekommen. Die TIPsen sind grausam, damit hab ich schon die ein oder andere Erfahrung gemacht. Die kommen mir in keine ordentliche Schaltung mehr rein.

PAD6 und PAD5 - was kommt da dran, ich find es nicht?

Da ist ein NTC dran, mit M3-Schraubgewinde, 6k8 von Conrad. So wie Schaltung dimensioniert ist, erreicht er bei 70^°C den Wert von 1k2, und der ST aktiviert die Tempsicherung. IC1A soll über den Optokoppler einen Lüfter einschalten. Optokoppler deswegen, damit der Lüfter mir die Masse nicht verschmutzt.
Ich habe das komische Verhalten der Verzögerung auch beobachtet, als IC1 nicht drin war. Desweitern habe ich mit der Lupe geschaut, ob die Platine an den Stellen auch optimal geätzt wurde. Ich konnte dort jedoch keine Mängel in Form von Cu-Brücken o.Ä. entdecken.

Grüße

Stefan

C1 entfallen lassen, war nicht wegen dem komischen Einschaltverhalten gemeint, sondern wegen der unteren Grenzfrequenz. Ist durch den Integrator einfach unnötig, nochmal gegen mögliche DC am Ausgang vorzugehen und verschlechtert sonst die untere Grenzfrequenz.

Ja, die Verquickung wäre sehr seltsam, aber ..."Wunder gibt es immer wieder". Und mittlerweile halte ich nichts mehr für unmöglich. Aber eher tippe ich auch auf irgendeinen Defekt. Oder ist beim Leiterplattenentwurf/Bestückung etwas schief gelaufen ?

Ich habe da auch immer so Werte von 220...1000µ/6,3V drin.
Man ist versucht mit RxC zu rechnen. Das führt aber in die Irre, weil der Elko ja nur bis etwa 1,2...1,3 Volt aufgeladen werden muß und nicht bis zu ca. 70% wie es für RxC gilt.


Ansonsten : Aachen Eine gute Adresse.

So,

da bin ich nochmal. Habe mal paar Bilder von meinem Konstrukt gemacht, leider gibt die Handycam nix besseres her. Das Problem mit der Verzögerung konnte ich noch nicht in Angriff nehmen.

Endstufe:


Kontroller, mit Lautstärkeregler (PGA2311) und Drehimplusgeber, über Fernbedienung (RC5) ansteuerbar, LCD, und VU-Meter. Der Kontroller sitzt noch nicht auf der Platine, auch die Lötleiste für die LED's fehlt noch.


Zu guter letzt habe ich mir noch 8 Stück 100W-Widerstände gegönnt, damit ich den Amp auch mal voll fordern kann:


Mit diesen tollen Bildern ( ) verabschiede ich mich mal in den Skiurlaub ,

Beste Grüße

Stefan

So Jungs,

bin zurück aus dem Urlaub

Bei der Suche nach dem Problem in der Einschaltverzögerung habe ich nun Q12 (PNP) als Bösewicht ausmachen können. Nachdem ich ihn ausgelötet hatte, funktionierte die Verzögerung wie erwünscht. Ich habe ihn dann durch einen neuen T ersetzt, und ihm noch einen R an der Basis spendiert. Leider ergab sich wieder das alte Problem, nur mit dem Unterschied, dass das Relais sofort anzieht und nicht mehr kurz in den Ruhezustand zurückspringt.
Aber trotzdem kann ich mir das Verhalten nicht erklären. Nach wie vor spielt es keine Rolle, ob IC1B bestückt ist oder nicht. Ich hoffe, wir können mit ein wenig Gedankenschmalz für eine plausible Erklärung finden.

Viele Grüße,

Stefan

Was ist, wenn im Einschaltmoment die Basis- Emitter (Z-)Diode von Q12 leitet? Dann würde über R49 der C8 aufgeladen. Glaube BE leitetet immer so bei ca. 7 Volt Falschpolung.
Abhilfe würde einen Diode in Reihe vor der Basis von Q12 bringen. Anode an die Basis, Katode in Richtung OPV.

Teste mal.
Ansonsten zu den Fotos: sehr schöner sauberer Aufbau!

Hallo Lothar,

Was ist, wenn im Einschaltmoment die Basis- Emitter (Z-)Diode von Q12 leitet? Dann würde über R49 der C8 aufgeladen. Glaube BE leitetet immer so bei ca. 7 Volt Falschpolung.

Gute Idee. Die Rückwärtespannung der BE-Strecke ist mit 5V angegeben. Ich habe eine 1N4148 an der Basis eingelötet, aber VOR R49. Die Einschaltverzögerung funktionierte. Jedoch spricht dann die Temperatur schutzschaltung nicht mehr an, da Q12 nicht mehr auf 24V gezogen werden kann. Beim Einbau der Diode hinter R49 ändert sich nichts am komischen Verhalten der Verzögerung. Vielleicht muss ich noch einen Pullup ergänzen. Aber immer noch etwas eigenartig das Verhalten. Wir scheinen aber auf dem richtigen Weg zu sein

Grüße Stefan

Stampede schrieb:

Ich habe eine 1N4148 an der Basis eingelötet, aber VOR R49. Die Einschaltverzögerung funktionierte. Jedoch spricht dann die Temperatur schutzschaltung nicht mehr an, da Q12 nicht mehr auf 24V gezogen werden kann. Beim Einbau der Diode hinter R49 ändert sich nichts am komischen Verhalten der Verzögerung. ... Grüße Stefan

Direkt vor der Basis muß die Diode rein.
Und warum kann Q12 nicht mehr auf 24 V gezogen werden? Was meinst Du damit? An der Basis muß er zum Durchsteuern gegen Masse gezogen werden, also Richtung Null Volt.

Hallo,

da bin ich wieder.

Endlich, nach langem Suchen und Probieren, habe ich ein Lösung gefunden. Die Diodengeschichte hat leider nichts gebracht.
Zunächst bestand das Problem, dass bei einer Basisspannung von 1V an Q12 (nach GND), der Transistor nicht durchgeschaltet wird. Am Emitter liegen ca 1,3V an, die aus 2 mal Ube der Q10/11 resultieren. Es müssten also irgendwas um die 0.6V sein, damit die BE-Strecke leitend wird.
Komischerweise ist der LM358 nicht in der Lage, 0V am Ausgang zu liefern, selbst dann nicht, wenn er nur als Komparator geschaltet ist. Laut Datenblatt sollte er das eigentlich können!
Um das Problem zu umgehen, wurde Q12 durch einen NPN-transistor ersetzt, dessen Basis per Pullup auf Vdd gezogen wird. Desweiteren ist der Basis ein weiterer Transistor, der als Inverter arbeitet, vorgeschaltet. Vor dessen BE-Strecke musste noch eine Diode gesetzt werden, damit dieser bei 1V an der Basis auch sperrt. Sicherer ist es jedoch, wenn eine Zenerdiode von 2,7V verwendet wird.
Leider lassen sich diese zusätzlichen Bauteile nur als Anbauten auf der Platinenunterseite in die aktuelle Schaltung integrieren, ein Neubau des Amp macht wegen der großen Anzahl an Bauteilen keinen Sinn.

Grüße, Stefan

Simmt dann schafft er (der OPV)es nicht die Basis so weit runterzuziehen.
Sowie Du es jetzt gemacht hast, geht es. Kannst es also so lassen.
Aber eine Variante dennoch:
Eventuell wäre es leiterplattenmäßig leichter dem OPV eine kleine negative Speisespannung (über Vorwiderstand/LED stabilisiert zu spendieren)dann käme der Ausgang weiter "runter" bis leicht negativ und das mit der einen Diode direkt vor der Basis von Q12 müßte dann gehen.

Aber das eigenlich nur am Rande oder fürs nächste mal.


Grüße

Hallo Ultra,

die negative Spannung müsste erst erzeugt werden, also irgenwie aus den -56V der Versorgungs herangezogen werden. Ursrünglich wollte ich den OPV symmetrisch betreiben, was ich dann mangels Platz auf der Platine wieder verworfen habe, zudem ist die Symmetrie für die Funktion der Schutzschaltung nicht erforderlich.

Jetzt kann ich mich endlich dem zweiten Kanal und dem Netzteil widmen, danke für deine Hilfe.

Grüße

Stefan

Hallo,

die Kiste läuft soweit. Nun habe ich ein anderes Problem:
Der Querstrom durch R18 (22Ohm, Spannungsverstärker) liegt bei ca 45mA, die Simu sagt aber sowas zwischen 3 und 4mA vorraus. Der Strom teilt sich dann zu ca. 2/3 auf den linken, zu 1/3 auf den rechten Zweig auf. Ich halte die 45mA für deutlich zu hoch, zumal die MJE340/350 der Spanunngsverstärkerstufe fangen an zu glühen. Habe da kleine Kühler dran, und die Dinger werden so heiß, dass man sie kaum noch anfassen kann. Der Vbe-Multiplizierer ist auf ca 2.1V eingestellt, R21 habe ich testweise auf 100k erhöht, brachte aber keinen Effekt. Offset liegt bei ca -2mV, V+- liegt bei 30V, klanglich ist auch nichts auszusetzen.
Woran liegt das mit dem zu hohen Strom, wie kriege ich das in den Griff?

Grüße Stefan

Sprichst Du von der Schaltung: http://www.250kb.de/u/070109/p/2ae8857e.png

Ich frage wegen den Nummern, weil Du in der ersten verlinkten Schaltung andere Nummern drin hattest.

Vergleiche mal butte die Spannungsabfälle über R5 und R6 ob die gleich sind. Könnte sein das der Fehler von ganz vorn kommt. (Wenn wir hier die gleichen Nummern meinen, weil das mit R21 erhöhen, verstehe ich nicht, sehe ich keinen Sinn drin ?)

Hallo Ultraschall

Nein, ich bezog mich auf den allerersten Plan, werde mich jedoch im Folgenden auf den von dir verlinken Plan beziehen.

Mit R21 hatte ich R17 aus deinem Plan gemeint, also den Widerstand vor der VAS. Mit R21 meinte ich R23/R24. R5 und R6 habe ich verglichen, die Werte liegen bei 150Ohm, die Spannungs liegt bei einer Ube, also 0.65V. Demnach funktionieren die Konstanstromquellen.
Wie ich ja Eingans erwähnt hatte, habe ich die Idee mit den 2 Transistoren pro VAS bei einem Elektor-Verstärker abgeschaut. Die dort angegebenen Spannung habe ich mal mit den aus meiner Schaltung verglichen. Überraschender Weise scheinen die genau richtig zu sein, dh U(R17)= 1.01V, U(R19)= 0.23V, U(R21)= 0.19V. Laut Elektor sollen die beidem letzten Spannung gleich sein, aber sei es drum. Berechnet man die Strom durch R19 bzw R21, erhalte ich 23mA bzw 19mA. Da fast die gesamte Versorgungsspannungs an den Transistoren Q13/15 ab, dh 23mA x 30V = 0.69W, was ja nicht soo viel ist. Aber trotzdem glühen die Dinger. Ist das normal, dass so wenig Verlustleistung so viel Hitze erzeugt? Wenn ja, dann sollte mit meiner Schaltung alles richtig sein, schließlich funktioniert sie ja. Die einzige Angst die ich habe, ist, dass beim erhöhen der Versorgungsspannung auf +-56V die Dinger irgendwann abschmieren

Grüße, Stefan

Welchen Wärmewiderstand haben den die kleinen Kühler die Du drauf hast ?
Und glühendheiß heißt feuchte Finger rauf- Zischgeräusch ? Ist das so oder nur nicht mehr anfassbar heiß ? Dann kurzzeitig nicht mehr anfassbar oder länger... aber bei beabsichtigter höherer Speisespannnung mußt Du sowieso größere Kühlkörper raufmachen. Das sind dann also eher ziemlich theoretische Fragen.

Kühle sie einfach besser

Welchen Wärmewiderstand haben den die kleinen Kühler die Du drauf hast ?

Wenn ich das wüsste, dann tät ich mich leichter. Das sind kleine Aluplatten, Größe ca 3x2cm, Dicke 2mm.
Die Dinger sind knapp über nicht anfassbar heiß
Leider konnte ich im Datenblatt auch keinen Wärmewiderstand des TO-126 Gehäusese finden, um die Chiptemperatur abschätzen zu können.
Leider kann ich keine größeren Kühlkörper benutzen, der Platz ist einfach nicht da. Ich teste einfach mal die höhrere Spannung, mich wundert hat nur dass die 0,7W so viel Wärme bringen.

Sehr riskant mit höherer Spannung zu testen, wenn die jetzt schon so heiß werden.
Notfalls von beiden Seiten ein Blech ran schrauben. das kann bei der geringen Größe auch dünner sein. Da reicht 1mm.

Ansonsten Sperrschicht Gehäuse 10K/W bei BD 139/140.

Q18 und Q11 werden so heiß, richtig?

Ich beziehe mich auf den Plan ganz am Anfang!

Q18 und Q11 werden so heiß, richtig?

ja, wobei die beiden anderen T's der VAS auch heiß werden, aber nicht ganz so sehr. Das ist ja auch verständlich.

Ich habe mir mal was überlegt:

Aus dem Datenblatt des MJE340 ist zu entnehmen, dass bei 125°C noch 4W Verlustleistung zulässig sind (Derating-Kurve). Die maximale Verlustleistung im Betrieb wird bei ca. 1.6W (bei +-56V) liegen.
Das ergibt bei 40°C Umgebung:
(125°C-40°C)/1.6W - 10K/W = 43.125K/W
Ein Nachschlagen im Fischerkatalog ergab, dass bei dem kleinen Kühlblech ein Wärmewiderstand von 50-60K/W zu erwarten ist. Demnach sollte ich ein größeres Kühlblech verwenden. Ich habe hier noch einen Kühler aus einem PC-Netzteil rumliegen, möglicherweise ist der geeignet, muss aber noch zugeschnitten werden und erfordert eine Isolierung.

Sonst ist der Aufbau sehr gut, die 2*330W passen samt Kühlkörper, 900VA-Trafo und 80000µ Glättung in ein 2HE-Gehäuse.

Weitere Berichte folgen...

Wenn es platzmäßig knapp zugeht, eignet sich auch 0,6mm-1mm Kupferblech. Streifen schneiden und entsprechend biegen
Die Streifen lassen sich auch prima zu einem Profil zusammenlöten. Dazu benutze ich eine kleine Lötlampe.

Grüße Rico

Hallo Jungs,

habe mal ein wenig rumsimuliert. Ergebnis ist, dass ich R17/R18 auf 100Ohm erhöhen werde. Das drückt den Querstrom von über 25mA auf 8mA. Der Klirr verschlechtert sich dabei nicht, ganz im Gegenteil, tendentiell wird er sich wegen der besseren thermischen Stabilität und dem geringeren Strom der VAS eher verbessern. Durch die Vergrößerung von R17/R18 wird zwar der Aussteuerbereich etwas eingeschränkt, aber ob es nun 310W oder 320W sind ist ja sch... egal. Die maximale Verlustleistung wird unter 0.8W pro Tranistor liegen, dh bei 50°C Umgebung:

(125°C-50°C)/0.8W - 10K/W = 83.75K/W

Den Wert erreichen meine Plättchen locker, ich gehe mal von 60K/W aus. Zwar werden die Dinger im Fall der Fälle über 100°C heiß, aber im Gehäuse stört das ja keinen. Ich glaube, nun muss ein Test her.

Was meint ihr?

BTW: Mir fällt noch was ein:

Ich habe im FFT(1k) einen Peak bei 3k der bei -40dB liegt, alles andere liegt deutlich drunter. (Globaler Gain liegt bei ca. 31dB.) .Das FFT sieht meistens so aus, egal ob ich 10W Leistung (Klirr (0.004%) habe oder 300(0.03%).
Wie kriege ich den Peak weg?

Hallo,

die Kühlung bzw. Hitzendwicklung passt nun. Jetzt habe ich ein weiteres, kleines Problem.
Leider brummt es leicht. Leicht heisst, dass man mit dem Ohr direkt an den LS gehen muss, um es zu hören. Es ist zwar nicht störend, aber ich will es nicht!
Die Masse ist sternförmig geführt, Kabel verdrillt, Eingänge geschirmt. Leider sitzen die Endstufen recht nah am Trafo, möglicherweise rührt das da her. Ich habe auch schon die Glättungselkos in der Endstufe (waren nah am Trafo) entfernt, das brachte schon etwas Besserung.

Hat jemand noch ne gute Idee? Schrimblech,.... bin für jede Idee dankbar.

Schirmblech: Eisen 2mm stark (oder auch zweimal 1mm mit etwas Abstand z.B. Pappe/Plastikfolie/Bitumen dazwischen)

Ansosnsten mal ein Foto vom Gesamtaufbau reinstellen, um eventuell neue Ideen zu haben.

Was ist mit dem Peak bei 3Khz ?
-40dB sind 1% Klirr.
"Etwas" zu viel.
Gemessen ode simuliert ?

Innenaufbau:

Trafo 910VA, unten die Enstufen, unten Mitte Lautstärke, etc. (noch nicht angeschloissen), oben Glättung, 8x10000µF/80V, rechts Mitte Einschaltstrombegrenzung plus Schalter für Lüfter

Endstufe, teilbestückt:

Was ist mit dem Peak bei 3Khz ? -40dB sind 1% Klirr. "Etwas" zu viel. Gemessen ode simuliert ?

Simuliert, die Gerätschaft zum Erstellen einer FFT steht mir nicht zur Verfügung. Dieser Peak kommt erst richtig bei Leistungen im 3-stelligen Bereich zum Vorschein.

Schaltplan:


FTT(1k)@300W: (THD 0.03%)


FTT(1k)@15W: (THD 0.004%)

Als erstes zum Bild: verlege die verdrillten schwarzen Kabel von der unteren Graetzbrücke nicht unten lang am RKT, sondern oben herum, so das sie weiter von den Leiterplatten weg sind.
Eventuell reicht das schon.

Schirmen beim RKT: Dünnes Eisen/Stahl-Blech (etwa in Trafohöhe minus 0,5..1 cm) nehmen; dann vorbiegen um den Trafo legen; ruhig auch doppelt;
Stahlspannband mit Spannschlössern aus dem Baumarkt oder KFZ-Zubehör besorgen und damit das um den Trafo gelegte Bleche anziehen und fixieren.

Ehe Du diese Aktion machst, solltest Du aber sicherheitshalber einfach mal den RKT abschrauben und bei laufenden Gerät aus dem Gerät rausheben und etwas hin und her drehen, um zu hören, ob sich das Brummen verändert oder ob es nicht doch von einen Masseproblem herrührt.

Zum Klirr, , da hattest Du nur ein Schreibproblem(ich dachte Du gehst von 0 dB aus), wenn man von +30dB und -40 db ausgeht; macht das -70 dB zwischen Grundwelle und k3 und damit 0,032% K3 -ist doch schon ganz i.O. bei 300Watt

Schön, dass Semesterferien sind, da kann sich der faule Student den ganzen Tag sinnloser Elektronik widmen

verlege die verdrillten schwarzen Kabel von der unteren Graetzbrücke nicht unten lang am RKT, sondern oben herum, so das sie weiter von den Leiterplatten weg sind. Eventuell reicht das schon.

Das habe ich versucht, als ich den Trafo aus dem Gehäuse verbannt habe. Hat aber nichts gebracht. Abgesehen davon hat der Trafo eine Schrimwicklung, die ich aber noch nicht angeschlossen habe. Vielleicht hilft die auch noch ein wenig. Gestern ist mir ausserdem aufgefallen, dass es weniger brummt je fester ich den Trafo auf die Grundplatte schraube. Woran das wieder liegt ist mir ein Rätsel.

Es scheint also ein Masseproblem zu sein, und ich glaube den Fehler gefunden zu haben:
Der GND des NF-Eingangs wird über 10R von der Masse entkopplt. Leider ist dieser Widerstand direkt an der Stelle eingelötet, wo die Masse von der Stromversorgung reinkommt. Lege ich nun das NF-Signal (per Krokoklemme) an einer anderen Stelle der Platine (zB am Hochpass am Eingang) auf GND, so verschwindet das Brummen, es bleibt nur ein leichtes Rauschen übrig. Ich werde nun den Widerstand mal umlöten, und schauen was dabei herauskommt. Dass die blöden Schaltungen aber auch immer so empfindlich sein müssen....

macht das -70 dB zwischen Grundwelle und k3 und damit 0,032% K3 -ist doch schon ganz i.O. bei 300Watt

Ok, mein Fehler, war dämlich geschrieben. Aber wenn ich den Peak partout ausbügeln wollte, was müsste ich da tun? Ich habe so ein wenig die Vermutung, dass sich die Treiber bei voller Aussteuerung recht viel Strom aus der VAS genehmigen. Könnte man hier ansetzen und einen weiteren Treiber (zB aus MJE340/350) ergänzen? Oder sollte man ganz vorne, also an den Konstantstromquellen ansetzen und da bisschen mehr Strom zulassen (was man sich aber mit mehr Rauschen erkauft) ?

Danke Lothar für deine Privataudienz, es scheint sich ja keiner zu diesem Thema herablassen zu wollen.

Grüße, Stefan


Edit: Die Änderung des 10R brachte zwar eine Verbesserung, aber gerade wenn eine Klangquelle angeschlossen ist, ist das Brummen noch zu hören. Ich hoffe mal, dass das Masselayout der Platine sonst ok ist, eigentlich hatte ich damit nie Probleme.
Schließt man den Eingang an den ZMP, brummts wie Sau. Ich habe das Gefühl, dass die Versorgungsspannung brummt, und zwar nich zu knapp! Ich glaube da werde ich mich mal um Linderung bemühen.

Die Nerven liegen blank! Umgebaut auf nur noch einen Gleichrichter pro Seite mit neuem ZMP. Hat nix gebracht! Bin langsam mit meinem Latein am Ende! Ich könnte noch die Elkoplatinen umbauen, aber eigentlich denke ich nicht dass es daran liegt. Wer hilft mir ?!?!?!

Stampede schrieb:

Schön, dass Semesterferien sind, da kann sich der faule Student den ganzen Tag sinnloser Elektronik widmen Es scheint also ein Masseproblem zu sein, und ich glaube den Fehler gefunden zu haben: Der GND des NF-Eingangs wird über 10R von der Masse entkopplt. Leider ist dieser Widerstand direkt an der Stelle eingelötet, wo die Masse von der Stromversorgung reinkommt. Lege ich nun das NF-Signal (per Krokoklemme) an einer anderen Stelle der Platine (zB am Hochpass am Eingang) auf GND, so verschwindet das Brummen, es bleibt nur ein leichtes Rauschen übrig. Ich werde nun den Widerstand mal umlöten, und schauen was dabei herauskommt. Dass die blöden Schaltungen aber auch immer so empfindlich sein müssen.... Edit: Die Änderung des 10R brachte zwar eine Verbesserung, aber gerade wenn eine Klangquelle angeschlossen ist, ist das Brummen noch zu hören. Ich hoffe mal, dass das Masselayout der Platine sonst ok ist, eigentlich hatte ich damit nie Probleme. Schließt man den Eingang an den ZMP, brummts wie Sau. Ich habe das Gefühl, dass die Versorgungsspannung brummt, und zwar nich zu knapp! Ich glaube da werde ich mich mal um Linderung bemühen.

Ich habe jetzt nicht mehr die Eingangsschaltung im Kopf (hattest Du die überhaupt schon mal reingestellt?), aber ich verrate jetzt mal wieder mein bewährtes Prinzip, der Führung des abgeschirmtes Kabels von der Eingangsbuchse zur Leiterplatte :
Ich nenne es für mich:

DAS PRINZIP DES VERLÄNGERTEN CINCHKABELS.

Das sagt eigentlich alles: Also die Cinchbuchsenmasse wird isoliert ins Gehäuse montiert, dann Abschirmung des internen Kabels dort ran und das andere Ende der Abschirmung auf die Leiterplattenmasse am Eingang der Platine gelötet. Wenn man sich jetzt die Steckverbindung Cinchstecker/buchse wegdenkt hat man quasi ein verlängertes Cinchkabel das direkt auf den Eingang der Leiterplatte geht und das direkt mit Signal und Masse. Vorher geht es nirgendwo anders ran.

Lese Dir bitte mal auch das Thema :
http://www.hifi-foru...d=71&thread=4259&z=3
durch , da habe ich gerade was zur Masseführung auf der Leiterplatte geschrieben, dürfte auch für Dich hilfreich sein.

Das solls für heute erst mal sein, zu den anderen Sachen morgen mehr.

Grüße

Lese Dir bitte mal auch das Thema : http://www.hifi-foru...d=71&thread=4259&z=3

Ja, den thread verfolge ich aufmerksam. Aber eigentlich möchte ich meine Platinen weiter benutzen...

Das solls für heute erst mal sein, zu den anderen Sachen morgen mehr.

Da bin ich mal gespannt.

Edit:

Ich habe mal die Lautstärkereglung dazugeschaltet, mit Masse vom ZMP. Brummt ordentlich. Ich glaube aus dem Trafo kommt eine irrsinnige Brummspannung. Den Trafo habe ich mir wickeln lassen, er hat 2x41V~ (900VA) und 2x12V~ (10VA). Die stärkeren Sekundärwickungen sind mit je 2 Kupferlackdrähten ausgeführt. Kann denn der Wickelsinn oder die Verschaltung der Kabel Auswirkungen auf das Brummen haben?? Ich habe die zweit mittleren Kabel zum ZMP verlötet, die anderen leifert die Versorungsspannung an den Gleichrichter. Ich verzweifle hier langsam an der Sch.....

Grüße Stefan

Stampede schrieb:

... Brummt ordentlich. Ich glaube aus dem Trafo kommt eine irrsinnige Brummspannung. .....Ich verzweifle hier langsam an der Sch..... Grüße Stefan

Wenn keine große Brummspannung rauskäme und zwar mit 50 Hz Wechsel wäre er auch defekt.


Ich bin aber heute, nach Auslesen eines Krimis wieder, extrem scharfsinnig

Mache mal bitte eine ausführliche und genaue Skizze von der Masseführung.

Weil Du mit zwei unabhängigne Graetzbrücken und Elkopachungen arbeitest(= Zwei ZMP die dann irgendwo wieder verbunden werden), kann es schon etwas komplizierter werden.
Haben die Endstufen denn auch eigenen Wicklungen oder gemeinsame ?

Wie wird die PGA-Lautstärkeregelung mit Strom - Masse versorgt ?

Die Schirmwicklung eines Trafos dient nur der kapazitiven Entkopplung zwischen Primär und Sekundärwindung und hat mit dem Magnetfeldbrummen nichts zu tun. Gegen Magnetfeld hilft nur Eisen.

Die Masseführung:


Die Endstufen haben gemeinsame Wicklungen. Man könnte das aber ändern, da eine Wicklung aus zwei Kupferlackdrähten besteht. Würde diese Trennung vorteilhaft sein?
Ich habe zwei Massepunkte, aber wenn ich den einen Gleichrichter samt Glättung nicht anschließe brummts auch.

Wie wird die PGA-Lautstärkeregelung mit Strom - Masse versorgt ?

Siehe Bild.

Gegen Magnetfeld hilft nur Eisen.

Nimmt man den Trafo ausm Gehäuse (oder die Enstufen brummt auch)

Die Schirmwicklung eines Trafos dient nur der kapazitiven Entkopplung zwischen Primär und Sekundärwindung

Das habe ich auch gelesen. Nur was bringt mir das? Verbesseren Verlustleistungsfaktor?

Die Minuspole der Elkos C1 C2 und die Pluspole der Elkos C3 C4 müssen nicht an die AMP-Leiterplatten ran, sondern an den ZMP.

Als ZMP immer den Verbindungspunkt (Masseseite) der letzten großen Netzteilekos nehmen, hier also C2/C4.

Hallo,

oh mein Gott, ich hab totalen Quatsch gezeichnet. Die Schaltung sieht so aus:


Nochmal die Frage aus dem vorherigen Beitrag:
Ist es relevant, ob die Sekundärwicklungen getrennt sind??

So habe ich das gemeint. Aber das kann bei Dir problematisch werden wegen der zwei Elkopakete etc.
Eventuell wäre es hilfreicher den Verstärkern, gleich eigene Wicklungen zu spendieren (Du hast geschrieben das wäre möglich bei dem Trafo), dann von Anfang an mit zwei ZMP zu arbeiten und die dann eventuell gemeinsan auf einen dritten ZMP, der Vorverstärkermasse zu vereinigen. (Dort ist die Masse der beiden Kanäle ja sowieso zusammengelegt)

Habe die Sekundärwicklungen nun aufgetrennt, das Brummen ist so gut wie weg. Jedoch muss ich für die Lautstärkeregelung noch einen weiteren kleinen Trafo verbauen (den ich natürlich nicht vorrätig habe), sonst brummts wieder!
Leider rauscht es noch ein kleines Bisschen. Deshalb die Frage: Was kann man prinzipiell dagegen tun? Ich kenn zwar von der Uni so Geschichten mit Rauschquellen (Widerstandsrauschen) , aber bei einer so komplexen Schaltung überfordert mich das etwas, weil ja die aktiven Bauelemente auch ihren Teil dazu beitragen.

Grüße Stefan