Röhrenverstärker- Selbstbau- Thread

Das bringt leider nichts. Bei einem größeren Anodenwiderstand endet die Arbeitsgerade bei ca. 4,5mA, das heißt sie ist sehr flach. Dann durchkreuzt sie nur die -3V Kennlinie, was einen RK von ca. 1k ergibt.
Laut Simulation habe ich dann nur 45V am Gitter. Es ist egal wie ich es mache, über 50V komme ich nicht.

Anodendrossel?

Grüße

Herbert

Anodendrossel und Triode ist ein Plan.

Moin,

vielleicht so?


oder doch besser so?


Gruß. Matthias

Auf eine Anodendrossel möchte ich verzichten. Ich möchte es so einfach wie möglich haben. Haben denn alle Schaltungen mit C3g / C3m eine Anodendrossel?
Auf der anderen Seite habe ich bekannte Doppeltrioden Schaltungen simuliert und die hatten auch nur ca. 50V am Gitter und somit nur 5-6 W Leistung.

Danke Matthias, werde ich auch mal simulieren.

Wünsch einen schönen 4. Advent,
Michael

Moin,

Auf eine Anodendrossel möchte ich verzichten. Ich möchte es so einfach wie möglich haben.

Völlig klar. Drei Widerstände und einen Kondensator rausschmeißen und eine Induktivität einbauen verkompliziert die Angelegenheit enorm!

Auf der anderen Seite habe ich bekannte Doppeltrioden Schaltungen simuliert und die hatten auch nur ca. 50V am Gitter und somit nur 5-6 W Leistung.

5-6W ist doch ok... wieviel Leistung willst Du aus den armen Lampen rauspressen???

Gruß. Matthias

Moin,

interessant, die WE310A schafft auch "nur" 55V mit Anoden Widerstand.
Es geht nicht darum das letzte aus der Röhre zu pressen. Ich werde wahrscheinlich einen AÜ mit höherer Übersetzung wählen, um Klirr und DF zu optimieren. Da ich dadurch Leistung verliere, möchte ich möglichst "vorne" alles richtig machen um Luft für "hinten" zu haben. Macht doch Sinn?

Eigentlich wollte ich einen neuen Thread eröffnen, aber weil ich schon am schreiben bin:

Ausgangsübertrager: Reinhöfer vs Monoltih Magnetics.
Ich gehe davon aus das zweiteres von den Messwerten besser ist. Aber ist das überhaupt hörbar oder bewegt man sich da im Bereich "Voodoo"?

Innerhalb von Monolith gibt es ja auch noch die Serien Summit, AmorphCore, NanoX, usw...
Die Preisunterschiede sind sehr groß. 900 Euro für einen Übertrager sind eine Hausnummer, da frage ich mich ob sich das rechnet.
Von der Bandbreite sind die ja alle gleich, deshalb verstehe ich nicht was das bringt.

Gruß,
Michael

Mit einer EL84 anstelle der C3g geht das auch. Ohne Probleme.

MfG
DB

Stimmt, EL84 geht ohne Probleme. Komisch nur dass einige von EL84 zur C3g gewechselt sind, scheinbar aus "klanglichen" Gründen. Naja ich werde einfach etwas experimentieren müssen.

Gruß,
Michael

Hallo liebe Hobby Freunde

habe das Röhrenverstärker DIY Hobby deutlich zurückgefahren und möchte in der nächsten Zeit
einige Bauteile hier zum Kauf anbieten.
Früher gab es hier im Forum einen "Verkäufe" Teil, diesen finde ich nicht mehr ?
Deshalb wenn so Ok hier ein Paar große Siebdrosseln 300mA, 20H, 90Ohm die ich im Fundus habe.
Vielleicht kann jemand die Teilchen gebrauchen ?
Bin mir nicht sicher von welchem Hersteller die Siebdrosseln sind.
Denke entweder Experiance Elektronik, Welter, Thöress, Reinhofer?.
Bilder anbei:




Bei Interesse gerne eine PM
Grüsse Ernst

Hallo!
ich bin im moment damit Beschäftigt einen "807" Singleend Amp Auszuarbeiten.
Eingang ist die EBC 91, Die Dioden gegen Masse Geschaltet.
Treiber/Umkehr (Kaskode?) 6SN7.
Endröhre die 807 (Tetrode).
Gleichrichtung 5U4GB
Eisen:
Alle von Hammond.
Drossel 193 L 5 Henris 250 mA
Trafo 372 JX
Übertrager 1630 SEA

Netzteil habe ich schon Berechnet.
Wenn alles Stimmt habe ich aus 300 V noch 270V nach Siebung übrig (Last 250 mA)


Gehäuse aus Aluteilen ist schon Fertig Bearbeitet, fehlen noch Graphieren und Elox.

Wenn Jemand dazu etwas zu Sagen hat, Bitte Gerne

Schau mal ab Beitrag #4756. Hab das gleiche vor und da findest du auch einen Schaltplan.

Teile liegen hier. Bei mir kamen nur zwei Kinder dazwischen

VG Martin

Hallo Coffmon (und interessierte)
hab den Beitrag #4756 angesehen.

Herr Dzuba ist Gestorben, nur zur Anmerkung.
Bei ihm gab es mehrere Anleitungen, hab selbst mal eine Baumappe bei
Seiner Frau Bestellt.
Sind leider ganz komische auslegungen drin, darüber möchte ich aber jetzt nicht Reden.
Ja, auser..... es fehlen Prüfspannungen und Ströme.

Es wollen einem die Leute immer Einreden das Röhrengleichrichtung Blödsinn ist.
Diese dinger können aber Hf besser ab und in der Siebung (erster Kondenser)
einen MP einbauen denn der nimmt auch die Peaks weg.

Für die Vorstufen: es gibt ein Thema den "Gridstopper"
ich hoffe der Friedrich Hunold hat nichts dagegen.
https://www.frihu.com/roehrentechnik/gridstopper/

Macht sinn bei Stufen die Schwingen und vileicht sogar Senden.

Mal im Ernst, durch das Einreden wird der Verstärker nie fertig.
Eigeninitiative ist manchmal der beste Ausweg.
Einfach mal diverse Formeln Pauken aber schritt für schritt bis man es
begriffen hat.

Hi,

In den Folgeartikeln steht etwas mehr. Ist auch eine andere Schaltung geworden mit einer 6Sn7 in der Vorstufe.

Hallo,

ich habe etwas Schwierigkeiten damit (fett hervorgehoben):

Kurt-Schluss (Beitrag #5119) schrieb:

ich bin im moment damit Beschäftigt einen "807" Singleend Amp Auszuarbeiten. Eingang ist die EBC 91, Die Dioden gegen Masse Geschaltet. Treiber/Umkehr (Kaskode?) 6SN7.

Für Kaskodestufen nimmt man eigentlich auch eher steile Trioden.

MfG
DB

Hallo zusammen

Mein KHV von yaqin ph 5 l hört sich an wie unterwasser
Da scheint wo einer den Kondensatoren defekt zu sein
Nur wie find ich raus welcher?
Kann aber optisch nichts entdecken
Die Röhren sind es mal nicht die hab ich schon getauscht

Habt ihr eine Idee

MFG Jörg

Servus Jörg,

ich kann mit der Klangbeschreibung nichts anfangen: "unterwasser" - heißt das, daß sich der Verstärker so anhört, als wenn man ihn ins Wasser wirft und er dann untergeht? Aber ins Wasser darf man ihn ja eigentlich nur werfen, wenn das Stromkabel nicht angeschlossen ist, damit nichts passiert?

Und dann: Was es auch immer da an eigenartigem Klang gibt: Klingt das auf beiden Kanälen so? Wenn es nur auf einem Kanal so klingen sollte: Wandert der eigenartige Klang dann auf den anderen Kanal, wenn man die beiden Eingangskanäle des Eingangskabels vertauscht?

Klang der Verstärker schon immer so? Oder gibt es diesen eigenartigen Klang erst in neuerer Zeit? Riecht eine oder beide Kopfhörermuscheln nach verbranntem Lackdraht? Oder gibt es diesen eigenartigen Klang erst mit einem anderen Kopfhörertyp? Wenn ja: Typ / Hersteller / Impedanz?

Und dann wäre ein Schaltbild nett, damit man weiß, über was man eigentlich diskutiert. Ist der Kopfhörer über einen Übertrager oder Kondensator an die Endröhre angekoppelt? Offensichtlich ist das ja ein einstufiger Verstärker, der pro Kanal mit einer Röhre 6J1 auskommen muß. Laut Datenblatt ist das ja eine recht schwachbrüstige Pentode: maximal 20[mA] Kathodenstrom bei maximal 1,8[W] Anodenverlustleistung - da werden sich niederohmige Kopfhörer aber "freuen". Vor diesem Licht könnte z.B. diese verheerende Amazon-Bewertung zu diesem Gerät durchaus (auch mehr als) ein Körnchen Wahrheit enthalten: https://www.amazon.c...t-reviews/B00A7IZSK2

Und da wir hier im Röhrenverstärker-Selbstbau-Thread sind: Ich gehe davon aus, daß Du bei einer möglicherweise erforderlichen Reparatur selbst sehr tatkräftig Hand anlegen möchtest und dafür mit Minimal-Fachwissen, Sicherheitswissen (immerhin haben wir es hier mit Spannnungen von mehreren hundert Volt zu tun), Werkzeug, (Minimal)Meßtechnik und a bisserl Material ausgerüstet bist......

Grüße

Herbert

Servus zusammen,

falls jemand für einen Eintakt-A-Verstärker der 10[W] bis 20[W] Klasse in Stereoausführung mit Betriebsspannnung in der Kilovolt-Gegend noch sehr amtliche 100[H] Siebdrosseln für die Anodenspannung braucht - Voila:

https://www.ebay.de/...6:g:Q0kAAOSwqIleUUCS

Viel Spaß!

Grüße

Herbert

Hallo Leute,

wollte mal kurz meine zeigen. Haben aber nur 16H zur Glättung.





KT88


Carsten

nur schade das hier verschiedene projekte drin stecken.
es wäre sicher besser gewesen für einen verstärker auch ein eigenes thema zu erstellen.
es kommen verstärker mit 807 6c33c pcl.... el..... vor wenn ich das richtig gesehen habe.
ist etwas verwirrend, besser fände ich wenn es ein thema das sich z.b. 807 se dreht und auch ein separates für die anderen.

es ist nur schade das so mancher hunderte von € augegeben hat für teile und jetzt liegen sie im keller.

ich empfehle für gehäuseteile immer lasergeschnittene teile und geschliffen.
selbstbearbeitet kostet das viel zeit und sieht oft sehr unschön aus, anrissspuren, unrunde löcher und miserable biegekanten.
so was können blechbearbeiter gut machen, wer es sich zu traut kann selbst schleifen... schwing b.z.w. bandschleifer sind tabu.
die lassen das ergebnis schlecht aussehen.
handschleifen mit den geeigneten mitteln bringt gute oberflächen.
kann ich gut sagen da ich im formenbau gearbeitet habe.

Hallo,

man kann doch problemlos nach den interessierenden Begriffen suchen.
Noch was: hier wird korrekte Groß- und Kleinschreibung gern gesehen.


MfG
DB

Servus zusammen,

selbstbaumäßig ist ja erfahrungsgemäß im Sommer eher weniger los. Allerdings ist die derzeit in der Industrie massiv grassierende Resourcenknappheit (Material usw.) jetzt wohl auch bei den Materialien für den Röhrenverstärkerselbstbauer angekommen - siehe dazu die Startseite der Reinhöfer (RIP) Homepage:

https://www.roehrentechnik.de/index.html

Das Problem dürften die allermeisten anderen Firmen, die Netztrafos, Ausgangsübertrager und Drosseln für Röhrenverstärker liefern, auch haben - und: diese Resourcenknappheit wird länger dauern.

Vielleicht ist es deswegen keine ganz schlechte Idee, die Trafos und Drosseln, die man für geplante Röhrenverstärkerprojekte im Winter braucht, jetzt zu bestellen - solange überhaupt noch was lieferbar ist.

Derzeit aus meiner beruflichen Erfahrung auch ein enorm knappes Gut: Hochvolt-Elkos und alles, was irgendwie zum großen Teil aus Aluminium besteht. Bei Kabeln bricht wohl derzeit auch langsam die Krise aus - hier wohl speziell die mehradrigen, PVC-isolierten Litzenleitungen. Ein sehr gut beleumundeter deutscher Kabelhersteller ist - Stand heute - derzeit nicht in der Lage, Lieferzeiten zu nennen.

Grüße

Herbert

Moin,

nach langer Abwesenheit hat mich mal wieder die Lust auf Basteleien gepackt. Ein Thema, bei dem ich viele unterschiedliche Aussagen gehört/gelesen habe, ist die Trafo-/Netzteilauslegung.

Angenommener Fall: Si-Brückengleichrichter, C-Eingang. Die Last benötigt 400V bei 0,35A. Zwischen Lade-C und Last hängt noch ein Linearregler, welcher min. 10V, besser 15V Spannungsdifferenz zwischen Ein- und Ausgang sehen möchte, dazu kommt dann noch der Wicklungswiderstand des AÜ, bezogen auf die 0,35A Strom entspricht dieser etwa 38 Ohm. Zum Einsatz soll ein Ringkern-Netztrafo mit etwa 200VA kommen, ich schätze also eine Leerlaufüberhöhung von 8...10%.

Am Lade-C müssen also 0,35A Gleichstrom und etwa 425V Gleichspannung anliegen

Laut Hammond-Leitfaden (siehe hier) muss die Wicklung des Trafos für 1/0,9x mehr Spannung und 1/0,62x mehr Strom ausgelegt werden, als die Last benötigt.

Das wären in meinem Falle also 472V bei 0,56A. Zumindest die Spannungsangabe ist ziemlich daneben. Erfahrungsgemäß muss die Trafowicklung eine Nominalspannung von etwa 330...340V haben. Aber wie verhält es sich mit dem Strom? Liegt Hammond mit der Annahme richtig?

Beste Grüße

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5131) schrieb:

Ein Thema, bei dem ich viele unterschiedliche Aussagen gehört/gelesen habe, ist die Trafo-/Netzteilauslegung.

Eine korrekte Auslegung von (nur scheinbar) "simplen" Trafonetzteilen ist auch keineswegs so trivial, wie das häufig angenommen (oder auch dargestellt) wird (ist auch ein idealer Test bei Bewerbungsgesprächen: "Ich hab' da ein Netzteil bestehend aus Trafo, Gleichrichter und Lade-C. Die Netzspannung ist 230[V] und die Netzfrequenz ist 50[Hz]. Ich will am Ausgang eine mit 1[A] belastbare Gleichspannung von 18[V] mit 10% Brummspannungsanteil haben. Könnten sie mal schnell bitte die drei Komponenten überschlägig auslegen?").

Si-Brückengleichrichter, C-Eingang. Die Last benötigt 400V bei 0,35A. Zwischen Lade-C und Last hängt noch ein Linearregler, welcher min. 10V, besser 15V Spannungsdifferenz zwischen Ein- und Ausgang sehen möchte, dazu kommt dann noch der Wicklungswiderstand des AÜ, bezogen auf die 0,35A Strom entspricht dieser etwa 38 Ohm. Zum Einsatz soll ein Ringkern-Netztrafo mit etwa 200VA kommen, ich schätze also eine Leerlaufüberhöhung von 8...10%.

Was ist denn das für ein Linearregler, der für sauberen Betrieb 10[V] bis 15[V] Spannungsgefälle zwischen Ein- und Ausgang braucht? Normal sollten hier bei Standard-Linearreglern mit NPN-Ausgang (also Emitter des Leistungstransistors zur Last) ca. 3[V] sein - mit PNP-Ausgang (Low-Drop-Konzept mit Emitter des Leistungstransistors zum Ladekondensator) sollten es < 1[V] sein. Wenn man mit 5[V] Betriebsgefälle rechnet, sollte das in jedem Fall dick ausreichen. Dazu muß man noch den Spitze-Spitze-Wert der Brummspannung, die unmittelbar vor dem Linearregler (also in der Regel am Ladekondensator) ansteht, dazurechnen. Das Spannungsniveau der Sekundärspannung des Netztrafos geht in die Brummspannung nicht mit ein - die wesentlichen Parameter sind die Kapazität des Ladekondensators, die Netzfrequenz und der DC-Laststrom:

http://www.krucker.c...ittel/GLIterativ.pdf (Kapitel 1.4: Bestimmung der Brummspannung)

• Erste Annahme: Ladekapazität 376[µF] (das sind 470[µF] nominal minus 20% Elko-Toleranz) - Faustformel: ca. 1.000[µF] pro Ampere DC-Laststrom bei 50[Hz] Nenn-Netzfrequenz.
  
• Zweite Annahme: Netzfrequenz 47[Hz] (das ist eine Nominal-Netzfrequenz von 50[Hz] minus 6%).
  
• Dritte Annahme: Der Gleichstromwiderstand der Primärwicklung des Ausgangsübertragers wurde bei der finalen Betriebstemperatur der Wicklung des Ausgangsübertragers gemessen (und nicht bei +25[°C] - dann stimmt er nämlich höchstwahrscheinlich nicht), dann gilt: Spannungsabfall an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers U(drop_xfmr) = 38[Ohm] x 350[mA] = ca. 13,3[V].
  
• Vierte Annahme: Laderegler mit NPN-Ausgang (der Emitter des Leistungstransistors geht zur Last), Spannungsabfall am Linearregler 5[V] (siehe weiter oben). Dann beträgt die minimal erforderliche Eingangsspannung in der unteren Brummspannungsspitze bei -10% Netzspannungstoleranz: 400[V] + 5[V] + 13,3[V] = ca. 418,3[V]
  
• Fünfte Annahme: Eigenverbrauch des Linearreglers: 5[mA]; damit beträgt der dem Ladekondensator entnommene DC-Laststrom I(load) = 350[mA] + 5[mA] = ca. 355[mA].
  

Mit diesen Angaben (Lade-C: 376[µF], Netzfrequenz: 47[Hz], I(load) 355 [mA]) können wir nun die Faustformel in Kapitel 1.4 füttern und erhalten damit eine Brummspannung am Lade-C in der Gegend von ca. 8,04[V(ss)].

Damit die untere Brummspannungsspitze den Mindestspannungsbedarf des Linearreglers beim Nennlaststrom nicht unterschreitet, muß die obere Brummspannungsspitze der Spannung am Ladekondensator bei der unteren Netzspannungstoleranz von -10% also 418,3[V] + 8,04[V] = ca. 426,3[V] betragen. Für die den Silizium-Brückengleichrichter rechnen wir nochmal ca. 2[V] dazu (zwei Dioden je ca. 1[V] bei 350[mA] DC-Laststrom) und erhalten damit eine mindestens erforderliche Spitzenspannung der Sekundärwicklung des Netztrafos von ca. 428,3[Vs].

Sekundärspannungen von Netztrafos werden üblicherweise beim spezifizierten, zulässigen Maximallaststrom als Effektivspannung angegeben. Diese mindestens erforderliche Spitzenspannung der Sekundärwicklung von ca. 428,3[Vs] entspricht (sinusförmige Verhältnisse vorausgesetzt und den Innenwiderstand des Netztrafos - da unbekannt - nicht berücksichtigt) einem mindestens erforderlichen Effektivwert der Ausgangsspannung der Sekundärwicklung beim Nennlaststrom der Sekundärwicklung (da kommen wir noch drauf) von ca. 303[V(eff)] (428,3[V] / sqrt(2)).

Da dieser Effektivwert der Ausgangsspannung der Sekundärwicklung derjenige bei -10% Netzspannungstoleranz ist, müssen wir ihn noch durch 0,9 dividieren ((100% - 10%) / 100%), um den Nennspannungswert der Sekundärwicklung bei Nennlast und Nennnetzspannung zu erhalten: U(Trafo)out = 303[V(eff)] / 0,9 = ca. 337[Veff].

Laut Hammond-Leitfaden (siehe hier) muss die Wicklung des Trafos für 1/0,9x mehr Spannung und 1/0,62x mehr Strom ausgelegt werden, als die Last benötigt. Das wären in meinem Falle also 472V bei 0,56A. Zumindest die Spannungsangabe ist ziemlich daneben

.
Nein, Hammond liegt nicht daneben - Du liegst daneben, weil Du in Spitzenwerten gerechnet hast und Netztrafos immer in Effektivwerten spezifiziert werden. 337[Veff] x sqrt(2) = ca. 477[Vs]. Das sind 5[V] Differenz zu den von Dir berechneten 472[V] - und das sind die 5[V] Spannungsabfall am Linearregler (von dem die Hammond-Fausformel ja nichts weiß). Die Hammond-Faustformel paßt also recht gut.

Erfahrungsgemäß muss die Trafowicklung eine Nominalspannung von etwa 330...340V haben

Da liegen wir mit den ca. 337[V(eff)] ja nahezu perfekt drin.

Aber wie verhält es sich mit dem Strom? Liegt Hammond mit der Annahme richtig?

Nach meiner Erfahrung paßt das gut, weil wir ja keinen Drosseleingang (mit nahezu perfekt sinusförmigem Stromfluß) haben, sondern einen Kondensatoreingang mit stark nichtsinusförmigem Strom und großen Ladestromspitzen. Wenn Du die Daten des Netztrafos GENAU kennst (wirksamer Innenwiderstand des GESAMTEN Trafos, also: Sekundärwicklung - Kern - Primärwicklung) und die genauen Gleichrichterdaten hast, dann kannst Du ja (mit dem Startpunkt der Formeln des verlinkten Kapitels 1.4) den mindestens erforderlichen Nennlaststrom des Netztrafos genau berechnen - oder Du traust dem Hammond-Wert (die Leute dort haben durchaus Erfahrung). Und, ja: Auch die Stromangaben von Sekundärwicklungen von Netztrafos verstehen sich immer als Effektivwerte.

Was jetzt noch berechnet werden muß, ist die mindestens erforderliche Spannungsfestigkeit des Ladeelkos - und zwar im Einschaltmoment (also dann, wenn die Röhren noch kalt sind und der Ladekondensator (außer den 5[mA] für den Spannungsregler, die wir mal vernachlässigen) noch keinen Laststrom sieht). Mangels besserem Wissen zu Deinem Netztrafo ziehe ich hier den Größtwert der von Dir geschätzten Leerlaufüberhöhung - also 10% - heran. Wir haben weiter oben die mindestens erforderliche Spitzenspannung der Sekundärwicklung des Netztrafos mit ca. 428,3[Vs] bei -10% Netzspannungstoleranz und Nennlast berechnet. Bei +10% Netzspannungstoleranz entspricht das einer Spitzenspannung der Sekundärwicklung von ca. 523,5[Vs] ((428,3[Vs] / 0,9) x 1,1). Darauf noch die Leerlaufüberhöhung von +10% drauf und wir landen bei ca. 575,8[Vs]. Von diesem Wert ziehen wir jetzt noch 1,4[V] ab (zwei Si-Dioden des Brückebgleichrichters je 0,7[V], da im Leerlauffall ja kein wesentlicher Strom durch die Dioden fließt) und wir landen bei einer Spitzengleichspannung am Ladekondensator im Leerlauffall und bei +10% Netzspannungstoleranz von ca. 574,4[V]. Ein einzelner Ladekondensator mit 600[V] Spannungsfestigkeit wäre hier denkbar knapp bemessen - das läuft auf zwei in Serie geschaltete Elkos mit je 1.000[µF] und je mindestens 400[V] Spannungsfestigkeit raus (Symmetrierungs- / Entladewiderstände nicht vergessen!). Diese MINDESTENS je 400[V] Spannungsfestigkeit bei Serienschaltung sind erforderlich, weil man ja nicht davon ausgehen kann, daß die beiden Elkos hinsichtlich Kapazität und Verlustwiderständen absolut identische Werte haben - sprich: Es kann sein, daß sich die Gesamtspannung nicht genau gleich 50:50 auf beide Elkos verteilt und daß deswegen an einem der beiden Elko mehr also die Hälfte der Gesamtspannung ansteht. Dem kann man bis zu einem gewissen Grad mit richtig dimensionierten Symmetrierungswiderständen (die gleichzeitig als Entladewiderstände wirken) parallel zu den Elkos entgegenwirken.

Zur mindestens erforderlichen Sperrspannungsfestigkeit der Dioden des Brückengleichrichters: Wenn der Ladekondensator auf ca. +574,4[V] aufgeladen ist und die (dann sperrenden) Gleichrichterdioden an ihrem ladekondensatorfernen Anodenanschluß die Spitze der negativen Halbwelle "sehen", dann steht in diesem Moment über diesen Dioden eine Sperrspannung von ca. 2 x 574,4[V] = ca. 1,15[kV] an. Mit 800[V] Si-Dioden (z.B. 1N4007) oder 1[kV] Si-Dioden (z.B. 1N5408) ist es also für diesen Brückengleichrichter nicht mehr getan - mindestens eine BY228 oder BY448 sollte es schon sein https://www.buerklin...9087166494/BY227.pdf , https://www.vishay.com/docs/86006/by448.pdf .

hat mich mal wieder die Lust auf Basteleien gepackt

Viel Spaß beim Basteln!

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

schön, von Dir zu lesen und vielen Dank für die wie immer sehr ausführliche Hilfestellung.

pragmatiker (Beitrag #5132) schrieb:

Eine korrekte Auslegung von (nur scheinbar) "simplen" Trafonetzteilen ist auch keineswegs so trivial, wie das häufig angenommen (oder auch dargestellt) wird

Leider wurde dieses Thema selbst im Studium nur sehr stiefmütterlich behandelt, wohl auch, weil primärgetaktete Netzteile dafür umso tiefgründiger abgehandelt wurden.

pragmatiker (Beitrag #5132) schrieb:

Was ist denn das für ein Linearregler, der für sauberen Betrieb 10[V] bis 15[V] Spannungsgefälle zwischen Ein- und Ausgang braucht? Normal sollten hier bei Standard-Linearreglern mit NPN-Ausgang (also Emitter des Leistungstransistors zur Last) ca. 3[V] sein - mit PNP-Ausgang (Low-Drop-Konzept mit Emitter des Leistungstransistors zum Ladekondensator) sollten es < 1[V] sein.

Es handelt sich um ein Netzteil frei nach Michael Maida mit BUZ80 vor einem LM317. Das Gate des BUZ liegt durch eine Z-Diode immer schon 10V über dem LM317-Ausgang, geht man von einer Uth von 4,5V aus (lt. Datenblatt max. 4V für Id = 1mA), bleiben dem LM317 noch 5,5V - was genug ist. Weniger als 10V Differenz (z.B. durch eine 8,2V Diode) erachte ich aber als problematisch, da der LM317 schon min. 3V Spannungsdifferenz (lt. Datenblatt) sehen möchte. Ich habe den Linearregler in dieser Form aber schon wirklich oft verbaut und bin mit seinen Eigenschaften hinsichtlich Siebung, Stabilität und Zuverlässigkeit sehr zufrieden.
Dennoch versuche ich natürlich, die Schaltung immer weiter zu vereinfachen. Über einen diskreten Aufbau mit NPN-Transistoren habe ich schon nachgedacht, die Idee aber bisher noch nicht umgesetzt, wohl auch wegen der Spannungsproblematik am Regel-OP-Amp. Ich kann mich wage daran erinnern, dass Du schon einmal einen von Dir entwickelten Linearregler vorgestellt hast, der diese Problematik umgeht, leider ist das schon viel zu lange her, um mich genau daran erinnern zu können.

pragmatiker (Beitrag #5132) schrieb:

Nein, Hammond liegt nicht daneben - Du liegst daneben, weil Du in Spitzenwerten gerechnet hast und Netztrafos immer in Effektivwerten spezifiziert werden. 337[Veff] x sqrt(2) = ca. 477[Vs]. Das sind 5[V] Differenz zu den von Dir berechneten 472[V] - und das sind die 5[V] Spannungsabfall am Linearregler (von dem die Hammond-Fausformel ja nichts weiß). Die Hammond-Faustformel paßt also recht gut.

Stimmt - da hätte ich auch selbst drauf kommen können. Beim Strom wäre es dann ähnlich logisch.

pragmatiker (Beitrag #5132) schrieb:

Und, ja: Auch die Stromangaben von Sekundärwicklungen von Netztrafos verstehen sich immer als Effektivwerte.

Bedeutet also, dass die Trafowicklung etwa 0,4Aeff bringen muss (0,355A * 1/0,62 / sqrt(2) = 0,404Aeff).

pragmatiker (Beitrag #5132) schrieb:

Was jetzt noch berechnet werden muß, ist die mindestens erforderliche Spannungsfestigkeit des Ladeelkos

Da werde ich vorerst zwei in Serie geschaltene 500µ 500V JJ-Radialkondenstoren verwenden, symmetriert mit 470k-Widerständen. Da bleibt für alle Fälle genug Reserve. Der Linearregler verwendet Wima DC-Link in 5µ 800V, bietet also auch genug Reserven.

Beste Grüße!

GüntherGünther (Beitrag #5133) schrieb:

Bedeutet also, dass die Trafowicklung etwa 0,4Aeff bringen muss (0,355A * 1/0,62 / sqrt(2) = 0,404Aeff)

Nein - weil die 355[mA] (da Gleichstrom) ja kein Spitzenwert, sondern bereits ein Effektivwert sind.

Also gilt: Erforderliche Mindest-Stromlieferfähigkeit der Sekundärwicklung = Gleichstrom x 1/0,62 = ca. 355[mA] x 1/0,62 = ca. 573[mA(eff)].

GüntherGünther (Beitrag #5133) schrieb:

Ich kann mich wage daran erinnern, dass Du schon einmal einen von Dir entwickelten Linearregler vorgestellt hast, der diese Problematik umgeht, leider ist das schon viel zu lange her, um mich genau daran erinnern zu können

War es dieser da?:



T1 braucht für 2[V] Gefälle auf der DS-Strecke bei 600[mA] Strom ca. 6[V] GS-Spannung. T1 ist ein 500[V] / 1,75[Ohm] / 3,6[A] Typ - von der Spannungsfestigkeit her reicht er also für den Worst-Case Deiner Anwendung NICHT aus - da sollte wenigstens ein 700[V] Typ rein. Auch T2 (BUX87) reicht mit 450[V] nicht aus - da muß spannungsmäßig was potenteres rein. Der Rest ist Umdimensionierung von drei Widerständen für die 400[V] Deiner Anwendung: R39 Anpassung auf Eingangsspannungen bis zu 570[V], R34 Anpassung auf 355[mA] Laststrom, R37/R38 Anpassung auf 400[V] Ausgangsspannung. T1 und T2 müssen natürlich in Deiner Anwendung deutlich mehr Verlustleistung verheizen können, wenn die Schaltung mit +/-10% Netzspannungstoleranz einwandfrei funktionieren soll. Auch die Dimensionierung von R31 sollte man sich bei einem derart großen Eingangsspannungshub (ca. +405[V] bis ca. +575[V] = ein Hub von ca. 170[V]) nochmal genauer ansehen. Und möglicherweise macht auch eine Vergrößerung von R32 Sinn, damit nicht die ganze Verlustleistung der Ansteuerung in T2 hängenbleibt. Ein Vorteil dieser Schaltung (und auch ein bewußtes Entwurfsziel): Alles, was mit der Regelung zu tun hat, findet (bis auf den Kollektor von T2) massenah statt - d.h. man muß nicht mit Oszi-Tastköpfen auf Gleichspannungen von hunderten von Volt "rumstochern".

Dieser Regler wurde vor vielen Jahren mit der Dimensionierung wie in der Zeichnung realisiert und arbeitet einwandfrei. Er sitzt in einem Mikrofonvorverstärker mit zwei PCC88 (jeweils in Kaskodeschaltung) drin - also in einer Anwendung, die per se erstmal recht allergisch auf verbrummte Betriebsspannungen reagiert.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

gut, da lag ich im Ausgangspost mit den 0,56A gar nicht so daneben. Dann wird der Trafo also etwa 200VA haben.
Mir fällt dann aber auch auf, dass einige Röhrenverstärker teilweise unterdimensionierte Anodenspannungswicklungen haben.

Den jetzt vorgestellten Regler habe ich tatsächlich noch nicht gesehen, aber das allgemeine Schaltungsprinzip entspricht ja dem eines "klassischen" diskreten Längsreglers. Einige Funktionen sind mir noch nicht ganz bewusst, aber ich werde die Schaltung einfach mal in LTSpice simulieren und schauen, was ich wie verändern muss. Vielen Dank für diese Idee!

Der Regler, der mir in der Erinnerung herumschwirrt, hatte einen OP-Amp verbaut. Ich meine, den hattest Du mal irgendwo vorgestellt, das kann aber auch nur eine falsche Erinnerung sein (oder war das eine Konstantstromsenke?)

Beste Grüße

Nachtrag: Ich muss mich korrigieren, Dein Regler ist ziemlich anders als ein klassischer Regler. Könntest Du bitte ganz grob die Funktionen der einzelnen Bauteile nennen, damit ich durchblicke?

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5135) schrieb:

Der Regler, der mir in der Erinnerung herumschwirrt, hatte einen OP-Amp verbaut. Ich meine, den hattest Du mal irgendwo vorgestellt, das kann aber auch nur eine falsche Erinnerung sein (oder war das eine Konstantstromsenke?)

Eine Konstantstromsenke gab es auch mal - aber der Spannungsregler (der kein HV-Regler ist), den Du vermutlich meinst, ist ein linearer Trackingregler mit sehr sauberer +/- Dual-Ausgangsspannung, deren positiver und negativer Wert sehr gut übereinstimmt und wo trotzdem nur billige Standard-Bauelemente in stückzahloptimierter Anzahl eingesetzt wurden (das war wichtig, weil dieser Regler als dezentrale Spannungsversorgung in analogen industriellen Geräten drinsteckt(e), die in Kleinserie liefen (und noch laufen) - aber natürlich ist auch die saubere Versorgung halbleiterisierter Kleinpegelstufen in Röhrenverstärkern damit denkbar):



Die Schaltung hat auf beiden Ausgängen einen rudimentären Kurzschlußschutz und damit eine (allerdings nicht sehr genaue und nicht einstellbare) Strombegrenzung. Diese Strombegrenzung ist nicht zu sehen? Kein Stromsensewiderstand erkennbar? Kein Strommeßtransistor oder -Verstärker erkennbar? Richtig, das ist so. Der Kurzschlußschutz läuft über die Begrenzung der Basisströme von T1 und T2 in Verbindung mit R1 und R2 sowie dem begrenzten Stromliefervermögen und dem begrenzten Output-Voltage-Swing von IC2C und IC2D. Das würde so mit MOSFETs für T1 und T2 nicht funktionieren - mit stromgesteuerten Bipolartransistoren geht das aber sehr wohl. Deswegen muß IC2 auch ganz genau der angegebene Typ sein (in die Zeitkonstanten der Loop-Compensation mit C3 und C4 gehen R1 und R2 auch ein) - mit anderen OpAmp-Typen ist u.U. der Kurzschlußschutz nicht mehr gegeben und / oder die Sache zappelt und schwingt und muß neu kompensiert werden.

Nachtrag: Ich muss mich korrigieren, Dein Regler ist ziemlich anders als ein klassischer Regler. Könntest Du bitte ganz grob die Funktionen der einzelnen Bauteile nennen, damit ich durchblicke?

Diese Schaltung hat es tatsächlich in sich. Ich bin die ganze Woche sehr eingespannt und die Erklärung der Schaltungsfunktion in die richtigen Worte zu gießen, das dauert etwas. Ich bemühe mich, das zeitnah zu machen, kann aber nichts versprechen.

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

pragmatiker (Beitrag #5136) schrieb:

Diese Schaltung hat es tatsächlich in sich. Ich bin die ganze Woche sehr eingespannt und die Erklärung der Schaltungsfunktion in die richtigen Worte zu gießen, das dauert etwas. Ich bemühe mich, das zeitnah zu machen, kann aber nichts versprechen.

Klasse, vielen Dank schon mal!

Ich möchte in der Zwischenzeit mal auf einen normalen diskreten NPN-Regler zurückkommen:


Für das eigene Verständnis fasse ich kurz die Funktionen der Bauteile zusammen:

• C1 und C2 dienen der Siebung.
  
• R1 stellt Strom für die Spannungsreferenz D1 zur Verfügung.
  
• Q1 ist das eigentliche Regelelement, dessen Basis wird vom Regler angesteuert.
  
• R2 liefert den Basisstrom für Q1.
  
• Q3 dient in Verbindung mit R3 dem Kurzschlussschutz durch Leitendwerden bei Überschreitung von Uth an Q3.
  
• RV1 stellt über Q2 die Ausgangsspannung ein.
  

Was mir bisher immer unklar war:

1. Nach welchen Kriterien wählt man die Spannung für D1 aus?
   
2. Warum nutzt man Q2? Man könnte als Referenz doch auch einfach 4x 100V Z-Dioden nutzen, die hätten dann (abgesehen von den nicht unerheblichen Toleranzen sowie der Basis-Emitterspannung) etwa 400V Ausgangsspannung.
   
3. Wie ist R2 zu dimensionieren?
   
4. Gibt es merklich große Unterschiede im PSRR-Verhalten zwischen NPN, PNP, N-MOS und P-MOS? Mit Darlingtons wird es logischerweise besser, aber wie verhält sich das Ganze bei Bipolar ggü. Unipolar?
   

Schönen Abend!

Servus Thomas,

nur ganz kurz - und unvollständig:

GüntherGünther (Beitrag #5137) schrieb:

Nach welchen Kriterien wählt man die Spannung für D1 aus?

Unter anderem nach der minimalen Ausgangsspannung, die man erreichen möchte - eine Ausgangsspannung unterhalb der Z-Spannung von D1 plus U(BE) von Q2 läßt sich nicht erreichen. Als nächstes Kriterium ist der Temperaturgang von Z-Dioden zu nennen: In der Regel ist der TK hier bei Spannungen in der Gegend von 6[V] am kleinsten (Umkehrpunkt der Temperaturkennlinie). Q2 geht hier natürlich auch noch mit ein: Seine U(BE) ist zur Z-Spannung hinzuzuaddieren - und sie hat einen Temperaturgang von ca. -2[mV/K]. Bei Ausgangsspannungen von hunderten von Volt üblicherweise kein großes Problem - aber wenn z.B. 5[V] erzeugt werden sollen, dann erzeugt eine Temperaturänderung von Q2 von 50[°C] eine Ausgangsspannungsänderung von ca. 100[mV] - die 5[V] Ausgangsspannung ändert sich also bereits um 2%. Für Präzisionsregler wäre so ein Verhalten verheerend.

Warum nutzt man Q2? Man könnte als Referenz doch auch einfach 4x 100V Z-Dioden nutzen, die hätten dann (abgesehen von den nicht unerheblichen Toleranzen sowie der Basis-Emitterspannung) etwa 400V Ausgangsspannung

Diese Z-Dioden hätten dann auch in absoluten Volt einen beträchtlichen Temperaturgang - und der würde ausgereizt werden, weil an diesen Z-Dioden eine ordentliche Verlustleistung entstehen würde (die andernfalls von Q2 "aufgefangen" wird). Außerdem ist die Z-Spannung von Z-Dioden nicht sehr genau - mehrere Prozent Toleranz sind da ohne weiteres drin. Und die Z-Spannung von Z-Dioden ist auch noch stromabhängig - d.h. die Ausgangsspannung des Reglers würde sich mit seinem Laststrom ändern, weil sich hier auch der Basisstrom von Q1 leicht ändert. Und all das käme dann voll zum Tragen, weil sich bei diesem Ansatz die Ausgangsspannung ja nicht einstellen (sprich: feinabgleichen) läßt. Damit lassen sich dann auch keine reproduzierbaren Regler aufbauen - wichtig für eine Serienproduktion: Wenn jeder produzierte Regler eine andere (nicht abgleichbare) Ausgangsspannung aufweist, dann ist das im Sinne reproduzierbarer Qualität Mist.

Wie ist R2 zu dimensionieren?

Höchst überschlägig: Maximaler Ausgangsstrom des Reglers dividiert durch die minimale Stromverstärkung von Q1 ergibt den minimal erforderlichen Basisstrom von Q1. Spannungsabfall an R2 berechnen: Ausgangsspannung des Reglers minus Eingangsspannung des Reglers minus U(BE) Q1. Die so ermittelte Spannung dividiert man jetzt durch den vorher ermittelten Basisstrom und erhält den Wert für R2 (den man noch mit einem - an die jeweilige Schaltungs- und Betriebsumgebung angepaßten Sicherheitszuschlag versehen (d.h. verkleinern) muß).

Aus all diesen Gründen verwendet man für Referenzspannungsquellen, bei denen gewisse Anforderungen an die Präzision und das Temperaturverhalten bestehen, üblicherweise schon lange keine Z-Dioden mehr, sondern Bandabstandsreferenzen ("Band Gap Reference") https://de.wikipedia.org/wiki/Bandabstandsreferenz . Auch im TL431 des weiter oben gezeigten HV-Reglers steckt eine 1,2[V] Bandabstandsreferenz drin. Bandabstandsreferenzen gibt es nicht als einzelnes Bauteil zu kaufen, die stecken immer in irgendwelchen ICs drin, in denen komplette Referenzspannungsquellen abgebildet werden (z.B. Referenzspannungs-ICs, Festspannungsregler, einstellbare Spannungsregler, ADCs und DACs mit ingetrierter Referenz usw.). Die "Klemmenspannung" von Bandabstandsreferenzen liegt üblicherweise bei etwa 1,2[V] - das ist auch der Grund dafür, daß einstellbare Spannungsregler wie z.B. der LM317 "nur" bis runter zu ca. 1,25[V] einstellbar sind (wie oben beschrieben: Ausgangsspannungen unterhalb der "Z-Spannung" sind bei Linearreglern, die mit nur einer Eingangs- / Betriebsspannung arbeiten, nicht möglich).

Erfinder der Bandabstandsreferenz (wie auch zahlloser anderer Analog-Innovationen) ist Bob Widlar (R.I.P) - eine äußerst schillernde Figur und Ikone der Silberrücken in der Analogelektronik-Entwicklergemeinde: https://en.wikipedia.org/wiki/Bob_Widlar - https://www.autodesk...-engineering-legend/ - https://www.electron...-widlar-stuff-anyhow - in diese Riege der Analog-Elektronik-Gurus als Ikonen von Analog-Silberrücken gehören natürlich auch noch etliche andere Leute, wie z.B. Jim Williams (R.I.P), Bob Pease (R.I.P), Bob Dobkin, Hans Camenzind (R.I.P), Jerald Graeme, Carl Nelson usw. Ohne das Wirken dieser Herrschaften sähe die Welt der Analogelektronik heute vermutlich deutlich anders aus.

Weil wir grade bei Anaolog-Elektronik-Ikonen sind: Dieses Buch hier (Achtung: große PDF-Datei mit ca. 32,5[MByte], da 761 Seiten) https://www.pearl-hi...lley_and_Wallman.pdf kann man völlig legal und kostenlos als PDF-Datei runterladen, da es inzwischen gemeinfrei ist (das steht ganz klar im Vorwort so drin - Seite "xi", "Preface"). Für Leute, die sich mit Röhrenschaltungen beschäftigen, eine sehr professionelle Vervollständigung der Fachbibliothek - das SRPP-Schaltungsprinzip (das damals noch nicht so hieß) findet sich beispielsweise ab Buchseite 456 (Seite 474 des PDF). Diese alten Fachbücher haben einen wesentlichen Vorteil: Es gab weder Taschenrechner noch Computer noch Simulationsprogramme. Dadurch waren die Autoren gezwungen, Sachverhalte einfach und so anschaulich zu erklären, daß sie auch ohne diese Hilfsmittel verstanden werden konnten - außerdem mußte die Mathematik so einfach gestaltet werden (künstlich verkomplizierte Mathe zur Selbstbeweihräucherung des Autors war nicht), daß sie auch händisch ohne andere Hilfsmittel als Logarithmen- und Trigonometrietabellen sowie Rechenschieber zu berechnen war. Das hatte außerdem den Vorteil, daß die Genauigkeit der Rechenergebnisse zu den Realitäten paßte - Ergebnisse mit "x" Nachkommastellen kosteten schlicht menschliche Rechenzeit und wurden vermieden, wo nicht erforderlich.

Nochmal zu der hier von mir: http://www.hifi-foru...272&postID=5134#5134 gezeigten Schaltung des HV-Reglers und Deiner Anwendung (U(out) +400[V], I(out) 350[mA], U(in) ca. +415[V] bis ca. +570[V]): Wegen der durchaus signifikanten Ausgangsleistung (ca. 140[W]) gepaart mit dem gewaltigen Eingangsspannungshub (Delta = ca. 155[V]) und der bei Volllast (350[mA]) und +10% Netzspannungstoleranz im Linearregler entstehenden Verlustleistung von ca. 43[W] halte ich diese Schaltung in der von mir gezeigten Art für Deine Anwendung nicht für empfehlenswert. Hier sollte man deutlich "umstricken" - unter anderem muß man die Verlustleistung auf mehrere, in geeigneter Weise parallelgeschaltete Längsreglertransistoren verteilen, damit man in der Kiste nicht einen einzelnen, sehr heißen "hot spot" hat. Was in diesem Zusammenhang wichtig für die richtige Auslegung wäre: Die ECHTE Leerlaufüberhöhung des Netztrafos (die hängt unter anderem davon ab, ob die Röhren auch aus diesem Trafo geheizt werden (dann ist sie nämlich kleiner, weil die Röhrenheizung ja - so die Röhren eingesteckt sind - ab dem Einschaltmoment eine deutliche Belastung für den Kern und die Primärwicklung darstellen, wodurch die Leerlaufspannung auf der Anodenwicklung kleiner wird)). Beim Entwurf einer Reglerschaltung für Deine Anforderungen, bei denen der Regler massenah steht, würde ich persönlich sehr drauf schauen, daß die Referenzspannungsquelle, der Regler-OpAmp und dergleichen im Datenblatt durch das Wort "Micropower" beschrieben sind, damit die Verlustleistung nicht durch die Decke geht. Wenn Du Interesse hast und die Sache nicht gleich morgen brauchst, könnte ich mir da ja mal ein paar Gedanken dazu machen. Ach ja - da es viele moderne und interessante Bauelemente nur noch in SMD gibt: Ist das ein Problem?

Ach ja: Diskrete Reglerschaltungen in der Art wie von Dir gezeigt sind als Lernobjekte ja noch ganz gut - in der Praxis professioneller Schaltungstechnik baut man sowas schon länger nicht mehr basierend auf dieser Schaltung auf. Ausnahme: die Strombegrenzung / der Kurzschlußschutz mit Q3 - das macht man bei kostensensiblen Schaltungen mit nur sehr geringen Genauigkeitsansprüchen an die Strombegrenzung auch heute noch ganz gerne so, wenn keine großen Ströme im Spiel sind (weil, als Beispiel: 0,7[V] bei 20[A] sind immerhin allein schon 14[W] Verlustleistung am Stromsense-Widerstand - der dann für den Betrieb in professionellen Umgebungen für die drei- bis fünffache Verlustleistung ausgelegt werden muß).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

vielen Dank für die Erklärungen! Das verlinkte Buch habe ich direkt heruntergeladen, auf den ersten Blick sieht es sehr informativ aus.

Dass man solche Schaltungen wie von mir gezeigt heutzutage wohl eher nicht mehr verwendet, hatte ich schon gedacht, da gerade auch die Siebung durch den Regler selbst eher dürftig ist. Die Verlustleistung - auch bei der bisher von mir verwendeten Schaltung - war mir tatsächlich schon immer ein Dorn im Auge, man wurde praktisch nur durch die Verwendung eines 45mm Axiallüfters, montiert auf dem Fischer SK495 Kühlkörper, Herr der Lage. Eine Minimierung der benötigten Spannungsdifferenz zwischen Ein- und Ausgang des Linearreglers, wie Du in den vorherigen Beiträgen angesprochen hast, liegt mir da schon definitiv nahe.

Kennst Du Lektüre, die moderne, professionelle Schaltungstechnik im Bezug auf Linearregler darstellt, erklärt und Hilfestellung bei der Auslegung aufzeigt?

Als Ausweg aus der Linearregler-Thematik habe ich bereits im Studium mit der Auslegung eines primärgetakteten Anodenspannungsnetzteils begonnen, dies aber mangels Zeit beiseite gelegt. Elegant wäre hier die geringe Verlustleistung und der relativ einfache Aufbau als Eintaktflusswandler, die Regelung bereitete mir damals jedoch ein paar Probleme. Problematisch ist auch die mangelnde Akzeptanz unter den High-Endern, ein Schaltnetzteil für Röhrenverstärker zu verwenden. Bei Schaltfrequenzen >200kHz ist das Ganze NF-technisch aber wohl sowieso nicht mehr von Relevanz - was es zu beweisen gilt, wenn das Netzteil mal fertig gestellt werden sollte. Als Heizstromversorgung hatte ich damals einen einfachen primärgeregelten Sperrwandler im Sinn, der Vor- und Endstufenröhren mit 6,3V und max. 10A versorgt. Eigentlich wäre hier ein Weiterverfolgen des Konzepts durchaus sinnvoll, um die Stärken von Schaltnetzteilen für Röhrenverstärker aufzuzeigen. Da es sich sowieso um ein privates Projekt handelt, kann man das Ganze auch relativ einfach, also beispielsweise ohne PFC, aufbauen.

Beste Grüße

Nachtrag: Eine Quick-And-Dirty-Lösung zur Begrenzung der Verluste am Längsregler wäre der kanalgetrennte Aufbau des Ganzen, also je ein Regler für einen Stereokanal. Platz genug ist sowieso vorhanden, sowas ähnliches (zum getrennten Regeln von Anoden- und Schirmgitterspannung hatte ich sowieso schon mal angedacht, dann aber auf einer einzelnen Platine.

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5139) schrieb:

Eine Minimierung der benötigten Spannungsdifferenz zwischen Ein- und Ausgang des Linearreglers, wie Du in den vorherigen Beiträgen angesprochen hast, liegt mir da schon definitiv nahe.

Diese Minimierung kriegt man sehr gut hin, in dem man für den Linearregler eine für nur wenig Spannungsgefälle optimierte Schaltung entwirft - die aus einem Schaltregler, der seine Ausgangsspannung auf besser +/-2[V] konstant hält, gespeist wird. Eine hybride Lösung sozusagen: Das Volumen und Gewicht, welches man sich am Kühlkörper spart, wird in den Schaltregler gesteckt (der kann auch ein Sekundärswitcher, der hinter Sekundärwicklung, Gleichrichter und Lade-C sitzt, sein).

Kennst Du Lektüre, die moderne, professionelle Schaltungstechnik im Bezug auf Linearregler darstellt, erklärt und Hilfestellung bei der Auslegung aufzeigt?

Was ich hier in der Bibliothek stehen habe:

• 
  
  Bei diesem Buch geht es ab Seite 249 los: "Section 3 - Linear Regulator Design".
  
  
  
• 
  
  Bei diesem Buch geht es ab Seite 135 los: "Section 3 - Linear Regulator Design". Weiter geht es dann auf Seite 1083 mit Schaltungsbeispielen, in denen auch "Power Circuits" vorkommen.
  
  
  
• 
  
  Bei diesem Buch geht es ab Seite 594 los: "Chapter 9 - Voltage Regulation and Power Conversion".
  

Diese Bücher (die alle "Mehrkilo-Klopper" sind) sind halt - wie bei Fachbüchern in unserem "Business" üblich - nicht ganz billig, aber: "huift ja nix" - wie der Bayer sagt. Und: es sind alles Bücher für die "Hands-On"-Praktiker in elektronischen Entwicklerberufen - das ist eher nix für nur formelfixierte, lötunerfahrene Komplex-Mathefreaks im Theorieteil des "Business".

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

pragmatiker (Beitrag #5140) schrieb:

Diese Minimierung kriegt man sehr gut hin, in dem man für den Linearregler eine für nur wenig Spannungsgefälle optimierte Schaltung entwirft - die aus einem Schaltregler, der seine Ausgangsspannung auf besser +/-2[V] konstant hält, gespeist wird.

exakt diese Idee hatte ich auch schon vor längerer Zeit, allerdings erfordert der klassische Abwärtswandler (wie auch der Auf-Abwärtswandler) eine Ansteuerung auf Hochspannungsniveau. Man könnte hier einen Ansteuerübertrager nutzen, allerdings war das für mich immer ein wenig ein rotes Tuch, da diese Lösung viel Platz auf der Platine benötigt - aber von dem Standpunkt aus betrachtet, dass der Kühlkörper dann deutlich kleiner ausfallen kann, wird man platztechnisch ganz gut hinkommen.

Schwebt Dir für die Kombination aus Abwärtswandler und nachgehängtem Linearregler eine konkrete Schaltung vor? Ich meine, in irgend einer Application Note von LT mal etwas derartiges gesehen zu haben, allerdings für deutlich kleinere Spannungen. An bereits ausgeführten Schaltungen gibt es da leider ansonsten wohl recht wenig.

Vielen Dank auch für die Buchempfehlungen. Teuer sehe ich für Bücher immer relativ, immerhin hat sich jemand die Arbeit gemacht und die Schaltungen entwickelt, das Ganze dann dokumentiert und in Buchform gebracht - da ist es das Geld schon wert.

Beste Grüße

GüntherGünther (Beitrag #5141) schrieb:

Schwebt Dir für die Kombination aus Abwärtswandler und nachgehängtem Linearregler eine konkrete Schaltung vor? Ich meine, in irgend einer Application Note von LT mal etwas derartiges gesehen zu haben, allerdings für deutlich kleinere Spannungen. An bereits ausgeführten Schaltungen gibt es da leider ansonsten wohl recht wenig.

Hier mal eine Design-Note für 400[V] Ausgangsspannung:

https://www.analog.c...1-RobertMilliken.pdf

Natürlich muß man das leistungsmäßig und hinsichtlich des Eingangsspannungsbereichs alles noch anpassen - und dafür sorgen, daß die Schaltung auch noch irgendwie 10[V] bis 24[V] Betriebsspannung für den Wandler-IC kriegt. Das größte Problem dürfte es sein, für die ca. 150[W] Leistung die passende Induktivität / den passenden Übertrager für 400[V] Ausgangsspannung fix und fertig in Einzelstückzahlen als Katalogware zu bekommen (Myrra hat da schon mal nix - da habe ich grade nachgeschaut).

Grüße

Herbert

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5139) schrieb:

Kennst Du Lektüre, die moderne, professionelle Schaltungstechnik im Bezug auf Linearregler darstellt, erklärt und Hilfestellung bei der Auslegung aufzeigt?

einen hab' ich noch:

https://www.analog.c...-Design/Chapter9.pdf
https://www.ti.com/l...Fwww.google.com%252F
http://educypedia.karadimov.info/library/HB206-D.PDF
https://d1.amobbs.co...dev_652687FB25XY.pdf

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

pragmatiker (Beitrag #5142) schrieb:

Hier mal eine Design-Note für 400[V] Ausgangsspannung

entschuldige bitte die verspätete Antwort - die Arbeit hat gerufen.

das Ganze sieht eigentlich perfekt aus, ähnelt vom Aufwand her aber schon einem primärgetakteten Netzteil, sodass man sich den Trafo eigentlich komplett sparen könnte (Heizungstrafo wäre halt noch notwendig, solange man keine Gruppenregelung vorsieht). Ich denke, ich werde den Ansatz eines komplett primärgetakteten Netzteils doch mal weiterverfolgen bzw. meinen Entwurf fertigstellen.

pragmatiker (Beitrag #5142) schrieb:

Das größte Problem dürfte es sein, für die ca. 150[W] Leistung die passende Induktivität / den passenden Übertrager für 400[V] Ausgangsspannung fix und fertig in Einzelstückzahlen als Katalogware zu bekommen

In div. Versuchen bei kleineren Spannungen und am Flusswandler habe ich die Übertrager mit Lackdraht selbst gewickelt, da waren die Schaltfrequenzen aber niedriger (anderer Anwendungsfall). Mit höheren Frequenzen wird man wahrscheinlich um HF-Litze nicht herum kommen.

Mit ETD29 als Übertragerkern sollten 410V bei 0,35A und 200kHz Schaltfrequenz ohne Probleme machbar sein. Die Speicherdrossel als E25/13/7 mit 0,5mm Luftspalt ausgeführt würde sekundärseitig dazu kommen, die könnte man sich beim Sperrwandler sparen.

Bis das Ganze wirklich soweit ist, dass man das komplette Schaltnetzteil in einem Röhrenverstärker einsetzen kann, werden wohl noch ein paar Jahre vergehen, aber ich bin trotzdem zuversichtlich.

Frank Kneifel hatte ja mal ein Netzteil mit Trafospannungssteuerung per Triac gebaut - diesen Ansatz finde ich auch sehr interessant, bedarf aber eines dedizierten Anodenspannungstrafos.

Beste Grüße & schönes Wochenende!

PS: Danke für die Links, da habe ich definitiv erstmal genug Lesestoff.

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5144) schrieb:

In div. Versuchen bei kleineren Spannungen und am Flusswandler habe ich die Übertrager mit Lackdraht selbst gewickelt, da waren die Schaltfrequenzen aber niedriger (anderer Anwendungsfall). Mit höheren Frequenzen wird man wahrscheinlich um HF-Litze nicht herum kommen

Seit einigen Wochen wickle ich in der Freizeit ja selbst experimentelle Ringkern-Leistungs-HF-Übertrager (ca. 400[W]) mit den diversesten Wicklungsmustern und Ferritmaterialien. Ziel: Für meinen Hobby-Einsatzzweck für den geplanten Übertragertyp das Optimum hinsichtlich Windungszahlen, Wickelmuster, Drahttyp, Ferritmaterial usw. zu finden, bei dem die Verluste und die parasitären Kapazitäten minimal werden (und wobei die Kopplung maximal wird). Ich wickle - ich messe - ich dokumentiere - ich wickle wieder ab - ich wickle was anderes auf - ich messe - ich dokumentiere - ich wickle wieder ab.....usw. Für die Messerei habe ich dabei durchaus ernsthafte Gerätschaften am Start (z.B. HP4191A, HP4192A, HP3577A usw.) - die Meßergebnisse dürften also schon einen gewissen Bezug zur Realität haben (auch wenn natürlich auch hier gilt: "Wer mißt, mißt Mist"). Die Eigenresonanzfrequenz (oberhalb der dann das kapazitive Verhalten dominiert) ist immer viel früher erreicht, als einem das lieb ist. Und die Verluste sind mit steigender Frequenz auch immer höher, als einem das lieb ist (und als man das erwartet hätte).

Deswegen die Zwischenerkenntnis all dieser Aktivitäten bei mir (die natürlich eine altbekannte Binsenweisheit ist): "Geh mit der Frequenz nicht weiter rauf, wie wirklich unbedingt nötig". Und diese Erkenntnis kann ich Dir für Hobbygeschichten (die nicht stückzahl-, größen- und kostenoptimiert werden müssen) auch nur ans Herz legen - die Probleme nehmen mit steigender Frequenz auch an Stellen zu, die man wirklich so gar nicht auf dem Schirm hatte.

Auch das magnetische Streufeld der Speicherdrossel / des Übertragers des Switchers nimmt bei gegebener Kerngröße und gegebenem Luftspalt mit sinkender Frequenz ab - und das ist gar nicht soooo unwichtig: Auch das magnetische Streufeld eines Switchers kann (magnetisch) in die Signalverdrahtung eines Verstärkers einkoppeln. Und wenn das an Stellen geringen Pegels passiert, dann werden die 200[kHz] (oder welche Frequenz auch immer) munter von den Röhren (für die ja selbst viele Megahertz null Problem darstellen) ordentlich verstärkt und liegen irgendwann vielleicht mit deutlichem Pegel an den Endröhren an. Natürlich kommt sowas (vermutlich) nicht über den Ausgangsübertrager drüber - aber: Der Verstärker ist mit dieser PWM Frequenz dann u.U. schon so ordentlich ausgesteuert, das für das eigentliche Audio-Signal "nicht mehr viel übrig bleibt" und die Sache dann deswegen z.B. "kratzig" klingt.

Apropos Meßtechnik: Was ich für den (auch ambitionierten) Hobbyisten uneingeschränkt empfehlen kann (es gibt hier mehrere von den Dingern):

https://www.amazon.de/5000-Handheld-LCR-Meter-Labs/dp/B005EMT8PC
https://de.deree.com.tw/de-5000-lcr-meter.html

Gibt's bei verschiedenen Anbietern in der Bucht auch für weniger etwas weniger Geld - aber bei Amazon erspart man sich möglicherweise den persönlichen Zollzirkus.

Das ist ein (wahrscheinlich sogar autorisierter) 1:1 Clone dieses professionellen Geräts (das ein völlig anderes Preisschild hatte): von IET (ehemals GenRad):

https://www.ietlabs.com/pdf/Datasheets/DE_5000.pdf

Diese Geräte sind für Handheld-Geräte (speziell in dieser Preisklasse) untypisch genau, haben Meßfrequenzen bis zu 100[kHz], können Vierdrahtmessung, können Phasen- und damit Verlustwinkel messen, können Serien- und Parallelersatzschaltbild usw. Sprich: Ein kleiner vektorieller 1-Port Netzwerkanalysator (f(max): 100[kHz]) in der Größe eines Handmultimeters.

Mein Fazit: Da kriegt man verdammt viel Leistung und Qualität für's Geld - für die üblichen "Haus-und-Hof-Messungen" nehme ich inzwischen meistens nur noch diese Geräte her.

Frohes Basteln und Grüße

Herbert

Moin Herbert,

hast Du da schon ein konkretes Anwendungsfeld für Deine Experimente im Blick?

Als Messtechnik habe ich ja im vergangenen Jahr einen kompletten Nachlass erhalten, da ist auch ein vierdrahtfähiges Tesla BM559 sowie ein Metatronic E-317 dabei, nachdem ich die Bedienungsanleitungen dazu beschafft hatte, funktionierte die Bedienung auch super. Die Geräte könnten sicher mal eine Kalibrierung gebrauchen, aber ob man das für den Hobbybedarf benötigt, bin ich mir nicht sicher.

Niedrigere Frequenzen sind im Hobbybereich klar besser, da stimme ich Dir voll zu. Ein 3844 hat ohnehin nur 47...57kHz Oszillatorfrequenz. Mit diesem IC habe ich im Studium häufig gearbeitet und habe es auch für mein Röhrennetzteil vorgesehen.
Sicher gibt es aber bedeutend modernere Regel-ICs, die kenne ich aber leider nicht.

Beste Grüße!

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #5146) schrieb:

hast Du da schon ein konkretes Anwendungsfeld für Deine Experimente im Blick?

ja - das hat aber mit der Audio-Röhrerei nix zu tun. Ist Kurzwellenamateurfunk - der Anpaßübertrager für eine endgespeiste Multiband-Halbwellenantenne. Diese Antennenart ist am Speisepunkt SEHR hochohmig - deswegen der Übertrager. Frequenzbereich: 3,5[MHz] bis 29,7[MHz] bei (so der Plan) 400[W] Leistungsübertragungsvermögen - also ein echter Breitbandübertrager mit einer Bandbreite von mehr als drei Oktaven. Wegen der Hochohmigkeit des Speisepunktes sieht man da wirklich an den verschiedensten Stellen die "Pferde kotzen" - speziell bei etwas höheren Leistungen und a bisserl Fehlanpassung in die hochohmige Richtung ist man da ruck zuck bei 1[kVeff] oder mehr am Speisepunkt. Da bekommt die Isolation des Wickeldrahts und die Leitfähigkeit des Ferritkerns (das muß dann NiZn (kleineres "µ") sein - MnZn (größeres "µ") ist zu niederohmig) auf einmal prominente Bedeutung. Das ist - wie gesagt - ein wildes Thema, was deutlich Zeit kostet, wenn man es in allen Feinheiten durchdringen will. Ist absolut nicht "Mainstream" - wenn ich mit sowas in lauschiger Plauderrunde (auch unter Technikern) anfange, verdrehen alle schnell die Augen und fangen das Gähnen an.....

Und da lernt man dann eine Menge - z.B. daß die Permeabilität bei einigen Kernmaterialien mit der Temperatur im Bereich von -25[°C] bis +50[°C] um mehr als den Faktor fünf "spazierengeht" - und damit natürlich auch die Induktivität. Das ist "toll", weil der Übertrager direkt am Speisepunkt der Antenne - und damit im Freien - angebracht sein muß, da hängt dann die Funktion oder Nichtfunktion mehr oder weniger direkt vom Wetter ab.....und auch mit der Frequenz geht die Permeabilität einiger Kernmaterialien erheblich "spazieren" - da erhält man dann ein zweidimensioneles Kennlinienfeld mit der Variation der Induktivität und der Aussteuerbarkeit über Temperatur und Frequenz......mit sowas einen Übertrager zu planen, der unter allen Betriebsbedingungen sauber funktioniert, ist dann ganz "super".......und da sind wir noch gar nicht bei den parasitären Kapazitäten, die einem auch noch überall in die Suppe spucken.......

Und dann gibt es noch Ferritmaterialien, die nach einer veritablen Überlastung für immer ihre Eigenschaften ändern - diesen Fall muß man also unter allen Umständen vermeiden. Das alles zusammengenommen ist ein für mich recht interessantes Thema, das mir Spaß macht - aber auch ein echter Zeitfresser ist (kein Wunder, daß so viele kompetente Fachartikel in der Richtung von Rentner-Fachleuten geschrieben werden - während der Berufstätigkeit fehlt da oft einfach die Zeit).

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

da muss ich mangels Wissen leider komplett passen - das Thema HF interessiert mich zwar auch schon seit Jahren, mir fehlt aber leider einfach die Zeit.

Um nochmal auf das Thema primärgetaktetes Netzteil zurückzukommen - würdest Du sowas überhaupt anstreben oder siehst Du die Variante mit getaktetem Wandler in Verbindung mit einem Linearregler insgesamt als am Besten an?

Beste Grüße!

Servus Thomas,

ich persönlich würde bei einem Einzelstückzahl-Selbstbau einen Sekundärschaltregler (Aufwärtswandler; "Hochsetzsteller"; "Boost Converter"; "Step-Up Converter") mit nachgeschaltetem Low-Drop-Linearregler einem Primärschaltregler immer vorziehen. Meine Gründe:

• Gegen einen Primärschaltregler spricht: Die Netztrennung bei einem selbstgebauten Primärschaltregler muß über alle Zweifel erhaben sein - das dürfte beim Selbstwickeln von Übertragern nicht ganz einfach zu erreichen sein (u.a. deswegen, weil im Hobbybereich in der Regel die Meßgeräte für einen - unbedingt erforderlichen - HiPot-Test nicht vorhanden sind).
  
• Gegen einen Primärschaltregler spricht: Das "Desaster"-Potential ist bei einem selbstgebauten Primärschaltregler deutlich höher, weil der direkt am sehr niederohmigen Netz hängt und hier im "Desaster"-Fall erhebliche Energien freigesetzt werden können - anders als bei einem Sekundärschaltregler, bei dem der Innenwiderstand des davor hängenden Netztrafos schon eine vernünftige Schadensbegrenzung für den "Desaster"-Fall bewirkt. Und, aufgemerkt - der (recht praxisnahe) Murphy für diesen Fall heißt: Ein Sicherung ist immer das letzte, was auslöst - nachdem alle anderen, teuren und schwierig auszutauschenden Bauteile bereits abgefackelt sind (wer schon mal Primärschaltregler mit explodierten Schalttransistoren und Schaltdioden gesehen hat, weiß, was der Murphy meint).
  
• Für einen Sekundärschaltregler spricht: Dadurch, daß der Sekundärschaltregler ja (über den vorne dran hängenden, "normalen" Netztrafo) galvanisch vom Netz isoliert ist, braucht er keinen Übertrager, sondern nur eine Speicherdrossel. Das macht den Schaltungsentwurf deutlich einfacher - und auch die Regelschleife wird einfacher (und besser), weil es in der Rückführung kein galvanisch trennendes, nichtlineares Bauelement mehr braucht. Außerdem kann es sehr gut sein, daß man die passende Speicherdrossel "von der Stange" kriegt - also nichts selbst wickeln muß (anders als beim Übertrager für einen Primärschaltregler, den man wohl im jedem Fall selbst wickeln müßte).
  
• Wenn man den Sekundärschaltregler als Aufwärtswandler aufzieht, dann braucht man auf dem Netztrafo nur eine Sekundärwicklung mit verhältnismäßig geringer Spannung - das heißt, man kann das Spannungsniveau recht frei wählen (und damit bis zum Reglereingang ungefährlicher gestalten) und hat viel mehr Spielraum bei der Gleichrichterauswahl (Schottky?) und bei der Elkoauswahl (weil es keine absoluten Hochvolttypen sein müssen). Die Elkos am Ausgang des Sekundärschaltreglers müssen zwar die hohe Ausgangsspannung "abkönnen" - aber die müssen ja wegen der hohen Schaltfrequenz keine große Kapazität haben.
  
• Ein Aufwärtswandler ist auch unter Sicherheits- und "Desaster"-Gesichtspunkten vorzuziehen - grade beim Eigenbau, wo die Test-, Meß- und Serienstreuungsermittlungsmöglichgkeiten naturgemäß sehr begrenzt sind: Verreckt aus irgendeinem Grund der Schalttransistor bei einem Aufwärtswandler, dann sind zwei Szenarien denkbar: Beim Kurzschluß des Transistors sinkt die Ausgangsspannung des Schaltreglers auf null und die (hoffentlich richtig dimensionierte) Sicherung vor dem Aufwärtswandler löst aus - brennt der Transistor durch (ist also danach offen), dann erscheint am Ausgang des Schaltreglers maximal die (bezogen auf die Ausgangsspannung im normalen Betrieb) deutlich geringere Eingangsspannung des Aufwärtswandlers. Bei einem Abwärtswandler wirds gefährlich, wenn der Schalttransistor mit einem satten Kurzschluß (das bei weitem häufigste Fehlerbild bei Silizium-Leistungshalbleitern) verreckt: Dann erscheint die (wesentlich höhere) Eingangsspannung des Abwärtswandlers auch an seinem Ausgang - und wenn dann die daran hängende Schaltung dafür nicht gemacht ist (Stichwort: Spannungsfestigkeit der Elkos, aller Komponenten im Linearregler usw.)......
  

Dadurch, daß man die (mit der Netztrennung sowie dem Übertrager und dem galvanisch getrennten Gegenkopplungselement zusammenhängende) Isolations- und Kriechstreckenthematik eines Primärschaltreglers bei einem Aufwärts-Sekundärschaltregler in dieser Form nicht hat und außerdem etliche Bauelemente entfallen oder kleiner ausfallen (z.B. Speicherdrossel statt Übertrager, kleinere Eingangselkos, fehlender Gegenkopplungsoptokoppler usw.), wird der Sekundärschaltregler wahrnehmbar kleiner, wodurch der zusätzliche Platzbedarf des Netztrafos zumindest teilweise kompensiert wird. Versieht man den Netztrafo dann noch mit einer Schirmwicklung / einem Folienschirm zwischen Primär- und Sekundärwicklung(en), dann erscheinen auf der Netzseite außerdem auch ohne überbordende EMV-Maßnahmen (die bei einem Primärschaltregler erforderlich wären) Störungen nur in sehr abgeschwächter Form - das reduziert ebenfalls den Platzbedarf durch nicht erforderliche Entstörmittel (die ja sehr spannungsfest sein müssen) auf der Primärseite. Merke: Wenn der Empfang des DAB+ Radios verschwindet, wenn man den Verstärker einschaltet, dann muß man in Sachen EMV noch nacharbeiten (das mit dem verschwindenden DAB+ Empfang ist z.B. bei mir im Keller der Fall, wenn ich die Beleuchtung (bestehend aus drei LED-Lampen E27 mit je 60[W] Äquivalenzleistung) einschalte).

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #5145) schrieb:

Apropos Meßtechnik: Was ich für den (auch ambitionierten) Hobbyisten uneingeschränkt empfehlen kann (es gibt hier mehrere von den Dingern): https://www.amazon.de/5000-Handheld-LCR-Meter-Labs/dp/B005EMT8PC https://de.deree.com.tw/de-5000-lcr-meter.html Gibt's bei verschiedenen Anbietern in der Bucht auch für weniger etwas weniger Geld - aber bei Amazon erspart man sich möglicherweise den persönlichen Zollzirkus. Das ist ein (wahrscheinlich sogar autorisierter) 1:1 Clone dieses professionellen Geräts (das ein völlig anderes Preisschild hatte): von IET (ehemals GenRad): https://www.ietlabs.com/pdf/Datasheets/DE_5000.pdf Diese Geräte sind für Handheld-Geräte (speziell in dieser Preisklasse) untypisch genau, haben Meßfrequenzen bis zu 100[kHz], können Vierdrahtmessung, können Phasen- und damit Verlustwinkel messen, können Serien- und Parallelersatzschaltbild usw. Sprich: Ein kleiner vektorieller 1-Port Netzwerkanalysator (f(max): 100[kHz]) in der Größe eines Handmultimeters. Mein Fazit: Da kriegt man verdammt viel Leistung und Qualität für's Geld - für die üblichen "Haus-und-Hof-Messungen" nehme ich inzwischen meistens nur noch diese Geräte her. Frohes Basteln und Grüße Herbert

Danke, sowas suche ich schon länger. Die sonst in der Preisklasse üblichen Schätzeisen waren mir schon immer suspekt.

Hallo zusammen,
Wie ist eure Meinung bei direkt geheizten Röhren mit Wechselspannung oder Gleichspannung zu heizen.

Bei Gleichstrom sollten sich die Elektronen ja nur in der Nähe des Minuspol von der Katode bzw Heizfadens lösen und nicht auf ganzer länge des Fadens wie bei Wechselstrom.

mfg
der Duke

Hi

bei Wechselspannung ist das genau so nur hüpft das eben hin und her

problematisch ist bei Gleichspannungsheizung daß eine Seite deutlich stärker verschleißt
vor jedem neuen Einschalten wäre umpolen eine Gegenmaßnahme

Gruß

Moin,

Wenn Du kannst, ist Wechselstrom die erste Wahl.
Das geht aber nur mit wenigen DHT... z.b. 45, 2A3, 300B nur bedingt. Per "Entbrummer" Ruhe herzustellen geht mit den genannten Röhren recht gut... Bei 300B sollte die Brummtoleranz hoch sein, oder die Lautsprecher nicht viel empfindlicher als 90dB/1W/1m sein...
Gleichspannung geht aber auch geschmeidig. Das bischen "asymmetrischen Abbrennens" geht in den Röhrentoleranzen eher unter und ist meist völlig überbewertet. Die Raumladungswolke der Elektronen entsteht auf der gesamten Kathodenlänge, auch bei Gleichstrom. Nur sind die Potenziale zwischen Kathode und Gitter und Gitter und Anode geringfügig verschoben. Nix, worüber man sich Sorgen machen muß.

Gruß, Matthias

#5151
Hallo zusammen,
Wie ist eure Meinung bei direkt geheizten Röhren mit Wechselspannung oder Gleichspannung zu heizen.

Bei Gleichstrom sollten sich die Elektronen ja nur in der Nähe des Minuspol von der Katode bzw Heizfadens lösen und nicht auf ganzer länge des Fadens wie bei Wechselstrom.

Meistens wird mit Gleichstrom geheizt . bei den 2.5V ..5V Röhren geht das gut. Bei der GM70 Röhre mit 20V/3A Heizspannung ist der Spannungsunterschied von 20V (ein Ende zum andern) doch beträchtlich. Das ergibt bei einer Steilheit von 5..7mA/V doch einen grossen Unterschied. Mit 50Hz zu heizen ist keine Option, da man das nie brummfrei hinkriegt. Aus diesem Grunde heize ich die GM70 in meinen Single-End sowie Push Pull Monoblöcken mit 220kHz. das geht sehr elegant und die Verstärker haben schon beide über 10'000 Stunden drauf (Stundenzähler eingebaut). Die Lebensdauer der Röhren beträgt (single end 1000V/100mA / push pull je 1250V/70mA) 3000-4000 Stunden. Beim Push Pull müssen die beiden Heizspannungen synchronisiert sein, sonst können hörbare Zwischenfrequenzen entstehen.

Dies einfach als Info was es sonst noch für eine Möglichkeit gibt.

Heinz

Hallo zusammen,

habe ein paar meiner Projekte wieder ausgekramt, unter anderem Übertrager mit SM74 Kerne für EL84 SE. An denen habe ich vor einiger Zeit schon mal Messungen gemacht, aber irgendwann sind sie wohl etwas nach hinten gewandert in der Prio...

Am passenden Luftspalt bin ich aber dann wohl hängen geblieben, Spannbänder habe ich, nicht sicher bin ich mir aber ob ich pro Kern 1 Luftspalt oder 2 dünnere brauche. Bei den EI Typen ist es klar, ältere Schnittbandkernübertrager habe ich leider keine Zuhause dass ich mal nachschauen könnte.

Vielleicht hat hier Jemand eine Idee, oder noch besser, schon mal sowas zerlegt und nachgeschaut?

Gruss
Tobias

Hallo!

Wo bezieht ihr eigentlich mittlerweile so eure Röhren?

Seit knapp 15 Jahren habe ich 3 Röhrenverstärker welche ich zu damaligen
Zeiten mit neuen Röhrensätzen ausstattete, (damals noch fast mit Ausbildungsgehalt,
natürlich nicht gleichzeitig gekauft.).

Das waren immerhin neu und aus dem Netz bestellte:
6 x EL84 (glaube so 12,50€/ Stück)
3xECC83 (ca 6€/ Stück)
2xEF86,(glaube14€/ Stück- diese waren damit noch fast am Teuersten...).
4xEL34 (Prreis kenne ich nicht mehr)

Dazu kamen nochmal einige Findlinge zum Selbstkostenpreis...

Vor knapp 2 Jahren gingen mir meine Röhrenfindlinge in der Reserve aus,
so das ich Ersatz suchte...
Verwundert war ich (und bin ich aktuell) über sie sehr explodierten Preise,
die EL84 bekommt man neu eher zu Preisen von mehr als 100€ pro Quartett,-
gebraucht kaum günstiger oder nur mit schlechten Werten und nicht im Quartett.

Damit liegt die EL84 eigentlich mehr oder weniger preislich über der El34!
Selbst russische Röhren sind mittlerweile kaum günstiger!
Vorstufenröhren wie die ECC83 nicht besser bezahlbar...!

Sauteuer mittlerweile,...

BTB-Elektronik ist eine seriöse Quelle für Röhren - da kostet das EL84 Quartett ca. EUR 67,-- (was ich angesichts des Zeitaufwands, den die Ausmesserei bedeutet, für einen sehr fairen Preis halte (das Einzelstück kostet ca. EUR 17,--)): https://btb-elektron...matched-4x-quartett/. Und ansonsten: Natürlich explodieren die Preise derzeit - Preissenkungen sind nicht das Kennzeichen von Inflation (wie wir sie derzeit haben).

Grüße

Herbert