China Preamp, komisches verhalten?

Ich hab die Widerstände eingebaut gemessen, aber die Farbcodes stimmen auch mit den Messungen über ein.

Airsal86 (Beitrag #52) schrieb:

aber die Farbcodes stimmen auch mit den Messungen über ein

Airsal86 (Beitrag #50) schrieb:

und R3 74kOhm

74[kOhm] gibt's als Widerstandswert nicht zu kaufen......also gibt es auch keinen solchen Farbcode. Was es in derr E96 Reihe als Normwerte gibt: 73.2[kOhm] oder 75.0[kOhm].....in der (bei Bastlern sehr ungebräuchlichen, weil hochpräzisen und teuren) E192 Reihe gäbe es dann noch zusätzlich 74.1[kOhm] - aber 74[kOhm] gradeaus gibt es nicht.

Wie auch immer: Wenn man Widerstandswerte im eingebauten Zustand mißt, muß man GANZ GENAU wissen, was man tut - ansonsten sind RIESIGE Meßfehler praktisch vorprogrammiert. Also: Ein Ende des Widerstandes ablöten und dann nochmal messen.......

Grüße

Herbert

Ja ist ein 75kOhm, gemessen 74, irgendwas.

Wenn da wirklich ein 75[kOhm] anstelle eines 470[kOhm] Widerstandes drinsteckt, dann ist weder der von mir vorgeschlagene Koppelkondensator mit 330[nF] (0.33[µF]) ideal (der müßte dann bei etwa gleichem Frequenz- und Phasengang - da außerhalb der Gegenkopplungsschleife - ca. 2.2[µF] groß sein) noch paßt dann ein 100[kOhm] Potentiometer davor besonders gut (das Ding ist dann viel zu hochohmig - und seine logarithmische Kennlinie wird von dem 75[kOhm] Widerstand deutlich verbogen). Also: Wenn das 100[kOhm] Poti nach vorne wandern soll und es bei dem 330[nF] Koppelkondensator bleiben soll, dann sollten aus den 75[kOhm] Gitterableitwiderstand des ersten ECC83 Systems die im Schaltbild stehenden 470[kOhm] werden. Das macht auch im Sinne der Belastung von etwas hochohmigeren Quellen durchaus Sinn.

Grüße

Herbert

Moin,

@Herbert,
Nimm mir das jetzt bitte nicht wieder übel und lege es nicht als Zweifel an Deiner Fachkompetenz aus...

Ach ja: Die simuierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten bei den ECC83 setzen sich wie folgt zusammen: 1.6[pF] C(gk) * einem angenommenen "µ" von 50 ergibt 80[pF] - das ist die Millerkomponente. Dazu noch 20[pF] Verdrahtungskapazität - und fertig sind die 100[pF]. Die ECC82 haben ein sehr viel geringeres µ (theoretisches Maximum: 17) wie die ECC83 (theoretisches Maximum: 100), deswegen fällt auch die Millerkomponente hier deutlich kleiner aus (oder entfällt praktisch ganz) - daher kommen die 30[pF] für die ECC82. Das alles hab' ich nur deswegen eingebaut, weil ich mir die Modelle der Röhren noch nie hinsichtlich der genauen Modellierung dieser parasitären Größen angeschaut habe - wenn die Modelle all das korrekt abbilden, dann braucht man die externe Abbildung der Parasitärkapazitäten natürlich nicht, aber: sicher ist sicher.

Deine Betrachtungen zum Herrn Miller sind etwas... na sagen wir mal... nicht ganz zutreffend.
Zum Einen ist die Miller-Kapazität abhängig von der TATSÄCHLICHEN Stufenverstärkung... Also im Falle von µ=10 (20dB), die diese Schaltung hat, könnte man ganz grob von µ=2,15 pro Stufe ausgehen...(3.Wurzel aus 10)...Damit fällt Miller (vor allem in der Gegenkoppelungsschleife) eigentlich raus... zum Anderen, die paar pF an Verdrahtungskapazität (wenn die Verdrahtung nicht wie beim Günter aussieht ) kann man auch glatt vernachlässigen (siehe oben, Gegenkoppelung). Diese Parasiten sind in dieser Schaltung also belanglos, solange dadurch keine instabilen Schwingzustände entstehen.

Weiterhin wird Miller durchaus mitsimuliert. Alle Röhrenmodelle haben Interelektrodenkapazitäten... Und die werden bei der Simulation mit "verwurstet", undzwar genauer, als es mit überschlägigen Schätzungen der Fall sein könnte...

Hier ein Beispiel:

Die Kurven passen nahezu perfekt aufeinander... nur, dass die Simulation an einer Röhre genauer ist, als der grobe Überschlag.

Bleibt noch die Sache mit dem Koppel-C zwischen den beiden ersten Stufen.
Ich ging bei meinen Einlassungen bezüglich dieses Koppel-C von der Original-Schalte aus. Und danach gehört diese Kapazität auf 1nF vermindert...
Deswegen:


Mit 150nF sieht es so aus...und das braucht Keiner:


Allerdings verschwindet dieser Effekt natürlich mit dem 330nF/470k Hochpass am Eingang wieder.

@Sidolf:

ich habe diese Schaltung noch nicht simuliert, aber viele andere schon. Mir ist schon lange aufgefallen, dass in spice der Sinusgenerator von sich aus schon ab ".tran 0.05 und z.B. >= 3V, 1000Hz, Rser=600" über 1% THD produziert. Wie kannst Du so niedrige Klirrwerte messen? Hast Du ein anderes spice?

Nein, ich nutze nur die richtigen Simulationsparameter...

Wie willst Du in der Praxis mit einer Klirrfaktormessbrücke so geringen Klirr sinnvoll messen und die Schaltung optimieren, wenn der Signalgenerator (HP...) schon => 0,08% liefert?

Mein HP8903B liefert ab Generator <0,02% Klirr und mein W&G NFA-1 bringt es auf 0.002 bis 0.003%... Damit messe ich, was andere nicht hören können. Genug genau. Ansonsten halte ich mich an gute Simulationen,,, Optimieren könnte ich diese Schaltung in der Realität...mit diesem stumpfen Mess-Zeugs... sicher nicht mehr.

Gruß, Matthias

Edit:
Hier noch das Wimmelbild-Spiel bezüglich der FFT/Klirr-Simulation mit LTSpice:

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #56) schrieb:

Deine Betrachtungen zum Herrn Miller sind etwas... na sagen wir mal... nicht ganz zutreffend. Zum Einen ist die Miller-Kapazität abhängig von der TATSÄCHLICHEN Stufenverstärkung... Also im Falle von µ=10 (20dB), die diese Schaltung hat, könnte man ganz grob von µ=2,15 pro Stufe ausgehen...(3.Wurzel aus 10)...Damit fällt Miller (vor allem in der Gegenkoppelungsschleife) eigentlich raus

Dem stimme ich so nicht zu. Begründung: Bei global gegengekoppelten Verstärkern verteilt sich die Verstärkungsreduktion NICHT gleichmäßig auf alle Verstärkerstufen - die Verstärkungsreduktion wird regelmäßig ausschließlich von der Stufe / den Stufen erbracht, in die das globale Gegenkopplungssignal eingespeist wird (in unserem Fall nach der Terminologie meiner Simulation Röhre "U4") - das läuft bei höheren Gegenkopplungsgraden in den allermeisten Fällen auf eine "Entstärkung" des Eingangssignals in der ersten Stufe raus. ALLE nachfolgenden Stufen "wissen" von dieser globalen Gegenkopplung gar nichts und laufen mit der vollen, ihnen aus ihrer jeweiligen Schaltungsdimensionierung zugedachten Verstärkung. Für unseren konkreten Verstärker sieht das so aus:


1.) Eingangsstufe mit der Röhre "U4":


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dslyzpt9bgu51jbjd.jpg


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dslz0pwxg0crnjlex.jpg

Wie aus den vorstehenden beiden Simulationsbildern zu erkennen ist, ist die Verstärkung der ersten Stufe ca. 0.290-fach (also ca. -10.76[dB]; 193[mV] / 666[mV]) - diese Stufe ist also ein veritabler "Entstärker". Der Herr Miller schlägt hier natürlich tatsächlich nicht zu, insofern waren die 100[pF] Kapazität am Gitter von U4 in meiner Simulation Blödsinn (das kommt davon, wenn man solche "Schnellschüsse" losläßt).


2.) Zwischenverstärkerstufe mit der Röhre "U1":

Das Gittersignal von "U1" wird hier nicht nochmal dargestellt; es ist wechselspannungsmäßig identisch mit dem Anodensignal von "U4", welches im zweiten Bild von oben inklusive Amplitudenmeßergebnis dargestellt ist. Das Anodensignal von U1 sieht wie folgt aus:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dslz9ectgbn0oo4rt.jpg

Wie man sieht, macht diese Stufe eine sehr ordentliche Verstärkung, nämlich ca. 47.109-fach (also ca. 33.46[dB]; 9.092[V] / 193[mV]). Dieser Wert liegt recht nahe bei der von mir über den blanken Daumen geschätzten Verstärkung von ca. 50-fach:

pragmatiker (Beitrag #44) schrieb:

Die simuierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten bei den ECC83 setzen sich wie folgt zusammen: 1.6[pF] C(gk) * einem angenommenen "µ" von 50 ergibt 80[pF] - das ist die Millerkomponente

--> das ist wesentlich mehr als ein "µ von ganz grob 2,15 pro Stufe" --> die wirksame Millerkapazität dieser Stufe ist also keineswegs mehr zu vernachlässigen.


3.) Unteres ECC82 System der Ausgangsstufe ("U3"):

Zunächst einmal sei das Signal am Gitter von U3 dargestellt:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dslzju3esag6fm149.jpg

Und nun das Signal am Ausgang (welches wechselspannungsmäßig identisch ist mit dem Signal an der Anode von "U3"):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dslzlwswu9lqz4je1.jpg

Wie man sieht, macht auch U3 durchaus wahrnehmbar Verstärkung, nämlich ca. 11.795-fach (also ca. 21.43[dB]; 8.469[V] / 718[mV]). Auch das ist wesentlich mehr als ein "µ von ganz grob 2,15 pro Stufe" --> die wirksame Millerkapazität dieser Stufe ist also auch hier nicht mehr zu komplett vernachlässigen.

Rolf_Meyer (Beitrag #56) schrieb:

Weiterhin wird Miller durchaus mitsimuliert. Alle Röhrenmodelle haben Interelektrodenkapazitäten... Und die werden bei der Simulation mit "verwurstet", undzwar genauer, als es mit überschlägigen Schätzungen der Fall sein könnte...

Ich hab' das ja nie bestritten - ich wußte es nur nicht, was ich hier auch klar geschrieben habe:

pragmatiker (Beitrag #44) schrieb:

Das alles hab' ich nur deswegen eingebaut, weil ich mir die Modelle der Röhren noch nie hinsichtlich der genauen Modellierung dieser parasitären Größen angeschaut habe - wenn die Modelle all das korrekt abbilden, dann braucht man die externe Abbildung der Parasitärkapazitäten natürlich nicht, aber: sicher ist sicher.

Zum Thema "Koppelkondensator zwischen der ersten und zweiten Stufe":

Rolf_Meyer (Beitrag #56) schrieb:

Bleibt noch die Sache mit dem Koppel-C zwischen den beiden ersten Stufen. Ich ging bei meinen Einlassungen bezüglich dieses Koppel-C von der Original-Schalte aus. Und danach gehört diese Kapazität auf 1nF vermindert... Deswegen: Mit 150nF sieht es so aus...und das braucht Keiner: Allerdings verschwindet dieser Effekt natürlich mit dem 330nF/470k Hochpass am Eingang wieder

Diese Deine Ergebnisse konnte ich in meiner Simulation im wesentlichen nachvollziehen.

Rolf_Meyer (Beitrag #56) schrieb:

Und danach gehört diese Kapazität auf 1nF vermindert...

Hier komme ich bei meiner Simulation nicht auf 1[nF], sondern auf 2.2[nF]:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dsm0903sc2l59qdyh.jpg

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

Dass die Verstärkung sich NICHT gleichmäßig auf die Stufen verteilt ist natürlich völlig richtig. Das war dann eine Verwirrung von mir...Mache eben zuviel ohne Gegenkoppelungen rum... mit Röhren, deren µ eben auch sehr klein ist.
Ich kann Deinen Ausführungen recht gut folgen. Allerdings stimmt da irgendetwas noch nicht so richtig. Wenn man Dir folgt, sollte dieser Pre eine Gesamtverstarkung von rund 44dB haben...Nämlich -10dB + 33dB +21dB. Irgendetwas stimmt da nicht, denn die Gesamtverstärkung liegt bei rund 20dB. Wahrscheinlich hast Du die Geschichte mit der ECC82 hinten nicht so richtig durchschaut... Das ist, grob gesehen, ein Kathodenfolger mit einer Aikido-Kompensation und einer stufeninternen Gegenkoppelung... Das ganze Gebilde ist praktisch auch ein recht kräftiger "Entstärker"... 9Veff gehen rein...Wieviel kommt raus?
Also bleibt aus Miller-Sicht nur die mittlere Stufe übrig... Und damit habe ich mich aber trotzdem gewaltig geirrt

Hier komme ich bei meiner Simulation nicht auf 1[nF], sondern auf 2.2[nF]:

...weshalb Du da immernoch einen (wenn auch sehr kleinen) Buckel bei 1Hz hast
Aber ob nun 1 oder 2,2nF...ist doch rein akademisch....allerdings bleibt die Erkenntnis, dass man hier nicht wesentlich erhöhen sollte.

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #58) schrieb:

Dass die Verstärkung sich NICHT gleichmäßig auf die Stufen verteilt ist natürlich völlig richtig. Das war dann eine Verwirrung von mir...Mache eben zuviel ohne Gegenkoppelungen rum... mit Röhren, deren µ eben auch sehr klein ist. Ich kann Deinen Ausführungen recht gut folgen. Allerdings stimmt da irgendetwas noch nicht so richtig. Wenn man Dir folgt, sollte dieser Pre eine Gesamtverstarkung von rund 44dB haben...Nämlich -10dB + 33dB +21dB. Irgendetwas stimmt da nicht, denn die Gesamtverstärkung liegt bei rund 20dB. Wahrscheinlich hast Du die Geschichte mit der ECC82 hinten nicht so richtig durchschaut...

Doch, doch - die Endstufe ("die Geschichte mit der ECC82 hinten") habe ich schon "richtig" durchschaut, keine Sorge - und von 44[dB] Gesamtverstärkung war von meiner Seite nie die Rede. Allerdings schrieb ich vorstehend beim von Dir monierten Punkt sehr eindeutig ausschließlich über die Miller-Kapazitäten, die innerhalb dieser Verstärkerschaltung an den einzelnen Röhren auftreten (und NUR unter diesem Miller-Aspekt - und NICHT unter dem Aspekt der wirksamen Gesamtverstärkung - habe ich mir die Verstärkungen der einzelnen Röhren angesehen) - und aus dieser Sicht bewegt sich die Anode der UNTEREN ECC82-Röhre halt nun mal gegenphasig mit dem ca. 11.8-fachen Pegel ihres Gitters, weswegen für die UNTERE Röhre Miller-Überlegungen sehr wohl zulässig sind (auch wenn ihr echter Beitrag zur Gesamtverstärkung der Endstufe natürlich marginalst ist). Daß die obere ECC82-Röhre nur ein Kathodenfolger ist, ist mir schon klar - ist ja auch ganz klar aus dem Schaltbild ersichtlich - und daß deswegen ihre Verstärkung nicht mehr als eins sein kann, ist mir auch schon seit längerem bekannt. Man kann die "Ver"stärkung der Ausgangsstufe sogar recht genau angeben: U(aus) / U(ein) = 8.469[V] / 666[mV] = ca. 12.716-fach = ca. 22.09[dB] Gesamtverstärkung des Verstärkers. 22.09[dB] - 33.46[dB] + 10.76[dB] = ca. -0.61[dB] "Ver"stärkung der Endstufe. Das paßt recht gut zur "Entstärkungsrechnung" der Endstufe allein: 8.469[V] / 9.092[V] = ca. 0.934-fach = ca. -0.59[dB] - wie Du auch richtig schriebst:

Rolf_Meyer (Beitrag #58) schrieb:

Das ganze Gebilde ist praktisch auch ein recht kräftiger "Entstärker"... 9Veff gehen rein...Wieviel kommt raus?

Allerdings sind es - in meiner Simulation - (leider) "nur" 9[Vss] und nicht 9[Veff]. Einen Pegel von 8[Veff]....9[Veff] verzerrungsarm am Ausgang (ich hab's nicht simuliert (weil mir die Rechnerei zu lange dauert) und ich hab' auch kein richtiges Gefühl dafür) wären bei dieser Schaltung sicher ein "Pfund".....aber möglicherweise spuckt uns da bei großen Pegeln und niedrigen Frequenzen der (ungewöhnlich kleine) Koppelkondensator "C2" in die Suppe.

Zum Thema Koppelkondensator ("C2"): 1[nF] (Dein Ansatz) oder 2.2[nF] (mein Ansatz)?

Rolf_Meyer (Beitrag #58) schrieb:

...weshalb Du da immernoch einen (wenn auch sehr kleinen) Buckel bei 1Hz hast

Dann nehmen wir halt 1.5[nF] zur Vemeidung dieses Buckels <1[dB] bei ca. 1[Hz] - dann ist der Frequenzgang bis runter auf ca. 1.2[Hz] linealglatt und sinkt dann (ohne irgendein Anzeichen einer Überhöhung) nach unten ab. Damit hat man dann den für diese Schaltung größtmöglichen Kapazitätswert für diesen Frequenzgang (ohne jede Überhöhung im Millihertz-Gebiet) drin, der sich auch ohne Eingangs-Koppelkondensator (den ich immer noch stark befürworte) einstellt. Und ich plädiere hier für den größtmöglichen Kapazitätswert für "C2", der sich hier ohne Funktionseinschränkung einbauen läßt, weil ich beim Einsatz von Koppel-Kapazitätswerten in NF-Verstärkern, die in der Größenordnung von Schwingkreiskondensatoren für Langwellenradios liegen, schon leichtes Stirnrunzeln bekomme (schließlich simulieren wir hier ja mit optimalen theoretischen Bedingungen, die bereichsweise (parasitäre Schaltungskapazitäten, echte Röhreneigenschaften (Vakuum etc.) usw.) zum Teil schon deutlich idealisiert und damit durchaus etwas realitätsfremd sein können.

Daß der Gitteranschluß von "U1" durch die Hochohmigkeit des gesamten Gitterkreises von "U1" (wegen der ungewöhnlich kleinen Koppelkapazität "C2") bei 50[Hz] (Netzbrumm) sehr (einstreu)empfindlich für Brummstörungen ist, sei nur noch am Rande erwähnt (und an dieser Stelle tritt - durch die "Entstärkung" von "U4" - der kleinste Signalpegel in der ganzen Schaltung auf) - hier mal kurz die Simulation dazu:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dsm6qaxq4egf1uii1.jpg

Hierbei ist "V3" eine 50[Hz]-Brummspannungsquelle mit einer Spannung von 1[Vss] (= ca. 354[mVeff]), die über einen 2[MOhm]-Widerstand ("R19") in das Gitter von "U1" eingekoppelt wird. Der Amplitudenhub des 50[Hz] Brummsignals am Ausgang beträgt ca. 500[mVss]. Bezogen auf den Amplitudenhub des 1[kHz] Nutzsignals von ca. 8.5[Vss] ist das ein Brummabstand von gerade mal ca. 25[dB]. Mit 10[mVss] (= ca. 3.5[mVeff]) an dieser Stelle (ebenfalls eingekoppelt über 2[MOhm]) werden dann ca. 65[dB] Brummabstand draus - immer noch kein guter Wert. Diese Stelle muß man also SEHR GUT abschirmen (Netztrafo, Heizungsverkabelung, Netzverdrahtung usw.) und mit KÜRZESTMÖGLICHER Verdrahtung ausführen - der gesamte Gitterkreis der Röhre "U1" dürfte - was Brummempfindlichkeit (und vielleicht in Teilen auch HF-Empfindlichkeit - Stichwort: direkt neben dem Gerät liegendes Handy / Smartphone mit seiner 217[Hz] GSM-Pulswiederholrate) angeht - der absolut NEURALGISCHSTE Punkt der ganzen Schaltung sein! An und für sich wäre für den Koppelkondensator an dieser Stelle ein abgeschirmter Kondensator - wie es sie zu den Hochzeiten der Röhrentechnik mal gab - sehr angebracht: https://www.radiomuseum.org/forum/abgeschirmte_kondensatoren.html - Bild aus "radiomuseum.org" ausgeliehen:



Aber solche Kondensatoren gibt es als Neuware ja heute leider nicht mehr. Daß es diese Kondensatoren damals gab, hatte durchaus seinen Grund - und ich weiß schon, warum ich bei meinen eigenen Schaltungen sehr darauf achte, daß die (möglichst an jedem Punkt) so niederohmig wie sinnvoll und möglich sind.

Die von links oben nach rechts unten fallende Amplitudencharakteristik des Simulations-Graphen ist übrigens dem Umstand geschuldet, daß ich nicht schon wieder 60[s] Zeitablauf in der Simulation abwarten wollte (das dauert nämlich gut und gerne eine halbe Stunde Simulationszeit), bevor ich mir das Ergebnis zeigen lasse - was man hier also (auch noch) sieht, sind die sich aufladenden Kondensatoren in der Schaltung.

@ Daniel, den Threadersteller:

Airsal86 (Beitrag #18) schrieb:

Edit: Ich habe jetzt festgestellt, dass die Störgeräusche nach anhalten eines Liedes noch etwas präsent sind und anschliessend verstummen

Nach den oben aufgeführten, neueren Erkenntnissen bezüglich einer möglichen, heftigen Einstrahlempfindlichkeit am Gitter der zweiten Stufe möchte ich hier nochmal (vor dem Hintergrund von "Brutzeln", "Knistern", "Rascheln") nachhaken: Auf welchem Weg kommt die Musik in den Verstärker? Aus dem danebenliegenden Smartphone? Aus irgendeiner Kiste, die Musik via Blutooth in der Gegend rumbläst? Aus irgendeinem Gerät, was mit einem direkt neben dem Verstärker liegenden Schaltnetzteil (z.B. China-Steckernetzteil) betrieben wird? Nicht, daß wir hier ein EMV-Problem haben und Du Dich zu Tode suchst.....

Grüße

Herbert

Mensch Herbert, der nächste NEBENKRIEGSSCHAUPLATZ...
Du findest wieder nur Probleme, die nicht existieren. Der TE schrieb doch eindeutig was von brumm- und rauschfrei...und dieser Verstärker existiert schon!
Wenn ich mir da so manche historische Schaltung (z.B. Mullard) anschaue, wie hochohmig da Gitterableitwiderstände und wie klein die dazu gehörigen Koppelkondensatoren sind....Man hat ja hin und wieder die Gitterspannungserzeugung durch Anlaufstrom genutzt... und garantiert hat da auch nix gebrummt.
Warum versuchst Du ständig Probleme in der Schaltung zu finden???
Erst sind es doppelt-gemoppelte Miller Kapazitäten mit teilweise abstrusen Werten an abstrusen Stellen (die den Frequenz- und Phasengang derartig versauen, dass das Teil nicht mal auf meinem Klo musizieren dürften!):
Z.B. hat die untere ECC82 nix, aber auch gar nix mit dem Signalweg zu tun...Ich habe da für Dich mal 1µF!!! Millerkapazität reingehängt:

Das ändert rein garnix! Genau so könnte man die Millerkapazität einer Längsreglerröhre im Netzteil betrachten. Nebelkerzen und Nebenkriegsschauplätze....
Nun sind es wieder zu kleine Koppelkondensatoren, die Brumm reinlassen, der in der Realität nicht existiert... Ich habe auch keine Ahnung, wie Du derartig hohe Störspannungen am Gitter der zweiten Stufe real erzeugen willst...vielleicht ein paar Windungen Draht um den Netztrafo?
Vielleicht liegt es ja auch nur daran, dass ich diese Schaltung gelobt habe.

Übrig bleibt eigentlich nur das Bratzeln mit den TFK NOS...und wie man dem beikommen kann habe ich weiter oben vorgeschlagen.
Denn diese Schaltung ist KANTE... muss sie ja auch sein, bei einem derartig linearen Frequenz- und Phasengang mit einer derartig straffen Gegenkoppelung.
Und ganz ehrlich, wenn nur das Bratzeln ein Problem ist...dann eben die China-Röhren statt der TFK...so schlecht sind die Dinger gar nicht...In diese Schaltung kannst du reinstecken, was du willst...du hörst am Ende die Schaltung, aber nicht die Röhren.

Es bleibt dabei, die Schalte ist so, wie sie im Schaltplan ist, sehr gut.
Aber wahrscheinlich muss ich erst wieder aufbauen und messen... und selbst dann wird noch dagegen angeschrieben. Warum nur?

Gruß, Matthias

Nun, Daniel schrieb in seinem allerersten Beitrag:

Airsal86 (Beitrag #1) schrieb:

Ich habe mir diesen Amp als Versuchsplattform geholt.

Und im weiteren Threadverlauf:

Airsal86 (Beitrag #28) schrieb:

Toll wie ich von Euch lernen kann!

Desweiteren:

Airsal86 (Beitrag #43) schrieb:

Okay das ist jetzt krass! Ihr dreht völlig auf! Das ist für mich sehr spannend, da ich mich noch nie effektiv mit der Simulation solcher Schaltungen befasst habe. Ich muss mich jetzt auch grad sehr anstrengen alles zu verstehen.

Und weiter:

Airsal86 (Beitrag #45) schrieb:

Herbert du bist eine MASCHINE! Ich bin echt überwältigt was hier im Forum so abgeht!

Das sieht für mich klar nach einem Willen zum Basteln und Verstehen - auch von Nebenaspekten - aus (und zwar nach einem vom Threadersteller Daniel - und nicht von Dir, Matthias - formulierten Willen). Aber: Wenn Du, Matthias, beliebst, (auch) hier das Themen-Dirgenten-Zepter mit Richtungsvorgabe und Kanalisierung der "erlaubten" und "genehmen" Themen usw. zu schwingen bzw. an Dich zu reißen, soll's mir recht sein. Ich bin dann allerdings hier raus. Das weitere, von mir bereits vorbereitete Material (mit kommentiertem Photo von Daniels Verstärkerinnenleben hinsichtlich möglicher Störempfindlichkeitsoptimierung) bekommt in diesem Thread jedenfalls niemand mehr zu Gesicht (damit vermeide ich, der Baum zu sein.....). Ich bin sicher nicht mehr der Jüngste - und ich denke mir bei einer aktiv schreibenden Forenteilnahme immer, daß vielleicht der eine oder andere Jüngere (oder vielleicht auch Unerfahrenere) mit dem präsentierten Material (und der darin auch enthaltenen Erfahrung über mehrere Jahrzehnte) was anfangen kann - aber ich kann meine Zeit auch sehr gut anders verbringen, wenn meine (auch) aus dieser Erfahrung gespeisten technischen Einlassungen immer derselben Person (aus welchen Gründen auch immer) immer und immer wieder sauer aufstossen.

[EDIT]: Rechtschreibfehler korrigiert.

Grüße

Herbert

Aha...jetzt also die Sache mit dem "Fronten aufbauen"...
Was ist Herbert? Soll ich mich abmelden?
Ich ziehe hier gar kein Zepter an mich...und ich gebe auch keine Richtungen vor! Ich äußere nur meine Meinung, der Du aber auch immer geflissentlich widersprichst...egal, in welchem Zusammenhang... und das NERVT EINFACH NUR

Ich bin dann allerdings hier raus. Das weitere, von mir bereits vorbereitete Material (mit kommentiertem Photo von Daniels Verstärkerinnenleben hinsichtlich möglicher Störempfindlichkeitsoptimierung) bekommt in diesem Thread jedenfalls niemand mehr zu Gesicht. Ich bin nicht mehr der Jüngste - und denke mir bei einer Forenteilnahme immer, daß vielleicht der eine oder andere Jüngere mit dem präsentierten Material was anfangen kann - aber ich kann meine Zeit auch sehr gut anders verbringen, wenn das immer und immer wieder sauer aufstößt.

Das ist ja einer Reaktion eines trotzigen Kindes nicht unähnlich... Und mir stößt goanix sauer auf. Außer vielleicht, dass...
Ach scheic doch drauf...

Ach Mensch, kriegt euch wieder ein. Ist doch toll wenn man diskutieren kann aber lasst uns friedlich sein. Herbert ich würde es bereuen, wenn Du dich hier zurückziehen würdest.

Nach den oben aufgeführten, neueren Erkenntnissen bezüglich einer möglichen, heftigen Einstrahlempfindlichkeit am Gitter der zweiten Stufe möchte ich hier nochmal (vor dem Hintergrund von "Brutzeln", "Knistern", "Rascheln") nachhaken: Auf welchem Weg kommt die Musik in den Verstärker? Aus dem danebenliegenden Smartphone? Aus irgendeiner Kiste, die Musik via Blutooth in der Gegend rumbläst? Aus irgendeinem Gerät, was mit einem direkt neben dem Verstärker liegenden Schaltnetzteil (z.B. China-Steckernetzteil) betrieben wird? Nicht, daß wir hier ein EMV-Problem haben und Du Dich zu Tode suchst.....

Quelle war ein Sonos Connect (DAC) und auch die Pro Ject Phonovorstufe. Wobei ich die EMV Störgeräusche eigentlich kenne. Aber ein Regalboden darunter stand der Restek. Der hat nen fetten Netztrafo. Aber auch 50Hz brumm ist keiner da. Wären die eingestreuten Störungen nicht auch mit der Chinaröhre zu hören?

Rolf_Meyer (Beitrag #62) schrieb:

Das ist ja einer Reaktion eines trotzigen Kindes nicht unähnlich... Und mir stößt goanix sauer auf. Außer vielleicht, dass...

Nö. Wenn Daniel dieses kommentierte Bild will, bekommt er es selbstverständlich (samt weiterer Kommentare) per PM / eMail - aber: Diese "Nebenkriegsschauplätze" (Deine Formulierung) werde ich hier im Thread sicher nicht mehr ausbreiten, um sie dann von Dir als eben diesen "Nebenkriegsschauplatz" und "Probleme, die nicht existieren" um die Ohren gehauen zu bekommen - da gibt's wesentlich wertvollere Dinge, mit denen ich mich sehr gerne beschäftige, als mit solchen fruchtlosen Auseinandersetzungen, in denen man sich nur fortschrittslos aufreibt.

Matthias, noch ein persönlicher Satz von mir: Eine gewisse Lust am Streit, der Unbeherrschtheit in der Formulierung und der Eskalation scheint Dir (meiner Beobachtung nach) zu eigen zu sein.....kann schon sein, das auch andere an so einer Auseinandersetzung eine gewisse Lust empfinden (es gibt ja das "schöne", aus meiner Sicht allerdings überhaupt nicht schöne Wort "Streitkultur").....ich gehöre jedenfalls nicht zu diesem Personenkreis.....und deswegen überlasse ich das Feld hier Dir.

Grüße

Herbert

Ich bin sicher nicht mehr der Jüngste - und ich denke mir bei einer aktiv schreibenden Forenteilnahme immer, daß vielleicht der eine oder andere Jüngere (oder vielleicht auch Unerfahrenere) mit dem präsentierten Material (und der darin auch enthaltenen Erfahrung über mehrere Jahrzehnte) was anfangen kann

Jo ich bin 30 und ich profitier hier unglaublich von euch! Danke dafür!

Und ich profitier von euch beiden!

@ Matthias,

ich hätte noch eine Frage an dich. Wie Du bereits lesen konntest war die Schaltung ja ziemlich "nicht dem Schema entsprechend". Wäre eine Simulation der realen Schaltung möglich um zu sehen was die Performance davon wäre?

Folgende Parameter sind/waren real abweichend:

R8 (in deiner Sim) 120k fehlt komplett
100k Poti im Ausgang
10k Widerstand im Ausgang (direkt im Signalpfad an der RCA Buchse)
R1 75k
R13 10k
Anstelle von C7 ist ein 24k Widerstand vorhanden
Kein eingangs Koppelkondensator

Das wäre für mich sehr interessant.

Hallo Herbert, hallo Matthias,

ich habe ein paar posts vorher den hohen Klirr des Signalgenerators in spice angesprochen. Hier mal eine Simulation mit den Werten von Matthias (ohne Kleinsignal Analyse):



Funktioniert mein spice nicht mehr?

Passt zwar nicht so ganz zum Thema vom TE, aber vielleicht sollte Herbert mal einen speziellen "spiceThread" aufmachen. Wäre bestimmt nicht uninteressant, oder?

Gruß

Also die Schaltung entspricht jetzt komplett dem Schema, bis auf den Eingangskondensator 0.33uF.

Siehe Bild:



Leider habe ich jetzt nebst dem Bruzzeln auch noch ein klassisches 50 Herz Brummen. Aber ich glaube ich habe mir am Eingangspoti ne Brummschleife gelegt. Wo soll ich mir am besten die Masse holen für das Eingangspoti?

Das Brutzeln ist jetzt mehr ein Rascheln... Immernoch gleiche Symptomatik Chinaröhre nix, und die Tele raschelt-

Hallo Daniel,

wo hast Du die Masse vom Eingangspoti hin verbunden? Erstmal beide 0-Volt Punkte am Poti mit einem kurzen Drahtstück verbinden, dann zwei, möglichst kurze Drähte, zu den Fußpunkten der Eingangsröhren, dort wo die jeweiligen Gitterwiderstände (je 470K) an 0-Volt (Masse) gehen.

Die beiden 0,33µ Kondensatoren solltest Du auch nicht so eng beieinander anlöten, da könnte es sein , dass im Hochtonbereich zwischen den Kanälen Kopplungen entstehen, die Kanaltrennung könnte darunter leiden. Auch die Zuleitungen zu den 0,33µF Kondensatoren von den Vorröhren sollten geschirmt sein und nicht so lang und auch nicht wegen der Optik so ausgerichtet sein! Den Schirm legst Du einfach auf die 0-Volt Leitung am Poti (die Verbindung zwischen den beiden Potihälften, ganz, ganz kurzer Draht). Der Schirm sollte nur dort (am Poti) angelötet sein!!!! Das andere des Schirms wird nirgendwo angelötet!!!!

Gruß

OKAY! ICH IDIOT! Ja es war das Sonos Connect - Störgeräusche. Echt jetzt. Brazzeln und Brummen weg. Aber optimiert ist die Schaltung jetzt

Ja die Kanalüberblendung der Kondis ist mir auch schon durch den Kopf gegangen, ich werde da bezüglich Schirm und Kanaltrennung noch Verbesserungen vornehmen. Ich wollte jetzt einfach mal testen.

Moin,

@ Matthias, ich hätte noch eine Frage an dich. Wie Du bereits lesen konntest war die Schaltung ja ziemlich "nicht dem Schema entsprechend". Wäre eine Simulation der realen Schaltung möglich um zu sehen was die Performance davon wäre? Folgende Parameter sind/waren real abweichend: R8 (in deiner Sim) 120k fehlt komplett 100k Poti im Ausgang 10k Widerstand im Ausgang (direkt im Signalpfad an der RCA Buchse) R1 75k R13 10k Anstelle von C7 ist ein 24k Widerstand vorhanden Kein eingangs Koppelkondensator Das wäre für mich sehr interessant.

Hier das Ergebnis vom Auslieferungszustand:


Und hier nach dem Schaltplan, wobei ich hier noch den Einkoppel-C mit 1µF eingebaut habe...mit 330nF beträgt der Phasenfehler bei 20Hz ~+3°:


Zur Erläuterung:
Bei beiden Simulationen sind die Potis in 6dB-Schritten von Linksanschlag bis Rechtsanschlag simuliert... Die Linien (durchgehend grün) für den Frequenzgang sollten also 6dB Abstand haben....und gerade sein
Richtig schlimm sieht es für den Phasenfehler im Auslieferungszustand aus...bis zu fast -40°/20kHz... das ist geradezu episch!

@Sidolf,
Setz mal den "Maximum Timestep" auf 1u oder noch besser auf 100n


Gruß, Matthias

Aua das ding wurde also kaputtkorrigiert. Jetzt spielt der Preamp ziemlich sauber! Habe noch die Kanaltrennung sauberer gelegt und die Kabel vom Poti zum Gitter geschirmt. Kommt schon recht geil auf den Tannoys! Ich bedanke mich schon mal ganz herzlich für eure Hilfe.

Ich glaube ein minimales Rauschen ist normal..

Ach und die Schirmanschlüsse der Röhrenfassungen habe ich auch noch auf Masse gelegt. Danke an Herbert.

Eine Bitte habe ich noch an euch im Forum! Seid bitte bitte bitte lieb zu einander! Es ist nämlich eine sehr tolle Plattform.

Moin,

Aua das ding wurde also kaputtkorrigiert.

Ja, ziemlich verbastelt...

Ich habe hier schon hin und her gesonnen, das mal für mich aufzubauen...
ABER, da ist doch noch ein Pferdefuß. War ja auch zu schön um wahr zu sein, ein nahezu phasenneutraler Vorverstärker...
Wenn man nämlich ein Rechteck-Signal auf die Schalte loslässt, zeigt die Gegenkoppelung ihr häßliches Gesicht:

Epische Überschwinger...wehe, da ist mal ein Knakser auf der Platte! Und kein Wunder, dass das Ding auf HF anfällig reagiert...

Das kann man ja nun ganz leicht "einfangen":

Nur ist es dann mit dem perfekten Phasenverhalten vorbei:


Damit ist es keine Verbesserung zu dem, was ich schon habe...schade.

Gruß, Matthias

Kann man das noch optimieren? Kurze und effektive Frage.

Moin,

Die Frage ist nicht, ob man das optimieren kann, sondern, ob man das muss!
Und die Antwort ist eindeutig: JA!
Die Überschwinger, die die Original-Schalte produziert sind, einfach viel zu hoch. Die 10pF über den Gegenkoppelungswiderständen, sind einfach PFLICHT.
Diese dann in Glimmer und hoher Spannungsfestigkeit... und <=5% Toleranz!
Ich trotze hier den Schaltungen jedes Grad Phasenabweichung ab...Diese ist die größte Ursache für verfälschten Klang... alles >20° Fehler klingt nach "Konserve"...alles kleiner nach Musik. Wohl gemerkt, von Nadel bis Box... Und gaanz hinten, lauert bei Röhrentechnik noch ein Ausgangsübertrager-Klotz... Und den unter 20° Fehler zu bringen, ist schon eine nette Aufgabe.

Gruß, Matthias

Okay wird eingebaut! Danke

Diese Kondensatoren sollten aber eher als Trimmer ausgeführt werden. Die kann man nicht einfach so Pi * Daumen reinfummeln, weil da das Verhalten der realen Schaltung mit eingeht.

MfG
DB

Moin DB,

Das Thema hatten wir doch nu gerade... Ich habe jedenfalls keine Luste erneut solch eine Baustelle aufzumachen.

Die kann man nicht einfach so Pi * Daumen reinfummeln, weil da das Verhalten der realen Schaltung mit eingeht.

Da fehlt ja auch das Fensterkreuz in Deiner Formel
Ganz ehrlich, so toll ist die Schalte dann auch wieder nicht, als dass es auf ein halbes Grad ankommen würde... jede Kapazität zwischen 5 und 20pF wird eine Verbesserung gegenüber dem Urzustand ergeben.

Aber prinzipiell hast Du natürlich völlig recht.

Gruß, Matthias

Edit:
Eigentlich geht es nur darum, diesen 18dB-Peak auf der MW-Sendefrequenz von Radio Luxemburg einzufangen und die Kiste ein wenig HF-mäßig zu begrenzen... Langwelle reicht doch eigentlich für die Bandbreite...

Ich habe da noch etwas, nämlich wenn ich den Preamp einschalte und warmlaufen lasse und danach die NAD 214 einschalte (da kommen noch Röhren hin) dann gibts nen argen Einschaltknacks? Die Auskoppelkondensatoren hängen ja direkt am Ausgang des Preamp, kann es sein, dass diese eine Ladung aufbauen, die sich beim Einschalten in die Endstufe entlädt?

Moin,

...kann es sein, dass diese eine Ladung aufbauen, die sich beim Einschalten in die Endstufe entlädt?

Natürlich muss sich die Ausgangsspannung erst stabilisieren! Und das dauert mit den R8=120kOhm schon eine Weile...Ich hoffe, Du hast die Widerstände eingebaut!


Hier ist die Aufwärmung der Röhren noch nicht inbegriffen...kann also durchaus länger dauern.
Wenn eben das Line-Potential noch nicht richtig auf 0V stabilisiert ist, gibt's den Einschalt-Plopp.

Könnte man mit einem zeitgesteuerten Relais-Kontakt, der den Ausgang nach dem Einschalten für ca. 20-30Sek. auf Massepotential hält verhindern...Oder eben einfach eine Minute warten, bevor man die Endstufe einschaltet...

Gruß, Matthias

R8 ist drinn, hatte allerdings nur 100k rumliegen. Glimmer 10pf sind bestellt, da ich überschwingende Rechtecksignale nicht so mag..

Dann lass ich den pre mal länger warmwerden und achte mal auf den Knack

Nachtrag, warten hilft. Ich bin halt n bisschen ungeduldig

Naja, ein Kondensator von 10µF ist auch reichlich überdimensioniert. 1/10 davon reichen auch.

Ich habe hier einen Tuner, der nach jeder Mono-Stereo-Umschaltung mehrere Sekunden brauchte, bis sein total verzerrtes Ausgangssignal sich wieder normalisierte. Die Ursache waren von einem "Tuningspezialisten" viel zu groß dimensionierte Koppelkondensatoren.


MfG
DB

Moin DB,

Naja, ein Kondensator von 10µF ist auch reichlich überdimensioniert. 1/10 davon reichen auch.

Das kommt (neben der Last, die hinter so einem Riesen-Koppel-Kondensator hängt) auch darauf an, was man erreichen will:

Mancher will perfekten Klang, ein Anderer will flugs die Quellen umschalten...
Und ganz nebenbei...Koppelkondensatoren in typischen Transistorschaltungen sind meist größer und dann sogar noch Elektrolyten
Schlimm, wenn Dir ein "Tuningspezialist" die Schalte versaut hat, verallgemeinern kann man es aber nicht.
Aber ich bin ja auch nur so ein "Tuningspezialist" mít wenig Ahnung von Nix...

Gruß, Matthias

pragmatiker (Beitrag #3) schrieb:

Was auch noch etwas Rätsel aufgibt, ist das parallelgeschaltete RC-Glied 10[Ohm] / 3.3[nF] ganz links und ganz grob in der vertikalen Mitte des Schaltbildes: Der untere Anschluß dieser Parallelschaltung geht laut Schaltbild nach Masse. Verfolgt man den oberen Anschluß dieser Parallelschaltung, dann läuft der zunächst horizontal als 0[V]-Schiene über das gesamte Schaltbild, um dann im Bereich des Netzteils ebenfalls wieder an Masse zu landen. Sprich: Beide Anschlüsse dieses RC-Gliedes gehen nach Masse - das RC-Glied ist also kurzgeschlossen..... . Als Brummschleifenverhinderer ist diese Mimik viel zu niederohmig - aber welche Funktion hat sie dann? Grüße Herbert

Hallo Herbert,

bloß damit Du nicht noch länger grübelst:
ich kann zwar kein chinesisch, aber ich vermute die Zeichen unter dem "Masse" Anschluß sagen Erde oder ähnliches. Mit dieser Mimik wird die Schaltungsmasse an die Gehäusemasse angeschlossen. sehr schön im Bild oben rechts zu sehen.. da gehts an die Fassung der linken oberen Röhre.
Stelle ist auch richtig, unmittelbar am Eingang, wo Schaltungsmasse am wenigsten mit "belastet" ist.

Also kein Kurzschluß...

Gruß
Michael

So ich nochmal..

Ich hab hier den Preamp mal an das Picoscope gehängt. Siehe Bild. Da habe ich ohne Signal ganz lustige Schwingungen im Leerlauf.

Ist das die riesige Gegenkopplung?

5s/Div und 1/- 100mV

Nein. Es könnte neben Gasionen in der Röhre auch Funkelrauschen sein, besonders zu bemerken aufgrund unzweckmäßig gewählter unterer Grenzfrequenz.

Hallo DB,

Ich habe zwei identische Preamps hier mit verschiedenen Röhren, beide weisen die gleichen Symptome auf. Die Röhren kann ich also ausschliessen.

Nun, das DB weiß einfach nur nicht, wovon es faselt... Funkelrauschen=Blödsinn... unzweckmäßige untere Grenzfrequenz...= DOPPELBLÖDSINN!
Das sind einfach nur Schwankungen in der Netzspannung! Scheiße Siebung. die diesen ganzen Unflat reinlässt. Nur hören kannst Du das nicht... und irgendwelche Nebenwirkungen hat es auch nicht.
Vielleicht ist es ja geil, eine Kette mit -3dB/300Hz zu hören...denn nur dann wird man diesen Unfug wirklich los.... Meins wär es nicht.... Funkel
rauschen...TsTsTs...

Okay Matthias, wie sollte die Siebung denn dimensioniert sein? Ich werde da bei Gelegenheit mal die B+ Spannung ankucken wie das so aussieht.

DB was meinst du dazu?

Ah und so am Rande - seid nett zu einander. Wir haben alle am selben Thema freude!

Was soll ich dazu schon meinen? Du hast doch hier die geballte Fachkompetenz (Matthias), also frag ihn halt.
Laß Dir auch gleich mit erklären, wozu das Gerät eine Überhöhung im Frequenzgang von 4dB bei 0,37Hz benötigt. Und wozu man einen -3dB-Punkt von 0,24Hz benötigen könnte.


MfG
DB

...als stiller Mitleser sag ich jetzt doch mal was:
Sehr schade, dass sich Euer Fachwissen anscheinend umgekehrt proportional zu Eurer Sozialkompetenz verhält.
Sollte es nicht möglich sein, fachliche Meinungsverschiedenheiten zu belegen und damit gegebenenfalls zu widerlegen?
Der Threadersteller steht nun ein wenig im Regen. Und ich, der lernen will, auch

Hallo Daniel / Airsal86

Frage an Dich.

Vielleicht habe ich da was verpasst, aber was ? und wo ? and wie ? wird denn aktuell mit dem Picoscope gemessen ?
Denke jetzt mal Du misst den Ripple auf der Anodenspannung ?

Würde mich bei ca. ~4Sec Periodendauer (Scope X Achse 5s/Div) und einer Schwankung von
ca. ~80mV fragen ob dieses Verhalten relevent ist und/oder ob eventuell die Messung mit dem PicoScope
aussagekräftig ist ?
~+-40mV mit ca. 0,25Hz bei 280V Ua halte ich jetzt nicht für sonderlich relevant.

Oder ist das etwa eine Spannungschwankung am Cinch Ausgang ??
Im dem Falle wird Deine Endstufe, respektive Deine Lautsprecher ganz schon was an
niederfrequentem Hub machen ???

Grüsse Ernst

Moin,

Hier nun die Erklärung zu dem komischen variablen Spannungsoffset am Ausgang (Tiefbass kann man da ja nicht mehr sagen...):
Die Siebung ist einfach nur unglücklich dimensioniert. Die Verkettung von jeweils gleichen Widerständen und Kondensatoren als Siebkette kann u.U. dazu führen, dass es zu tieffrequenten Resonanz- und Schwebeerscheinungen kommt.
Kann man sogar simulieren...

Und die Ausgangsspannung folgt dann diesem Treiben...
Besser ist es, mit kleiner Kapazität bei der Siebung zu beginnen und mit einer nennenswerten Kapazität abzuschließen.
Z.B. so:


Zu den anderen Anwürfen später...

Gruß, Matthias
Edit: Falls man die Kapazitäten in der zweiten Schaltung nicht lesen kann... Der erste Kondi hat 4,7µF, der letzte 220µF.

Laß Dir auch gleich mit erklären, wozu das Gerät eine Überhöhung im Frequenzgang von 4dB bei 0,37Hz benötigt. Und wozu man einen -3dB-Punkt von 0,24Hz benötigen könnte.

Na da will ich doch keine Antwort schuldig bleiben...
Zunächst ist diese Schaltung nicht von mir, ich habe mir nur erlaubt, diese mal zu simulieren und zu beurteilen.
Eine Pegelüberhöhung von 4dB bei 0.37Hz kann ich nicht nachvollziehen, wovon redest Du? Vielmehr erinnere ich mich an einen Disput mit Deinem Buddy, über den Kapazitätswert des Koppelkondensators zwischen den beiden ersten Stufen, der darauf hinaus lief, dass jener 1,5nF (wahrscheinlich nur, um am Ende eben Recht zu behalten, obwohl er vorher eine massive Vergrößerung empfahl) für richtig befand, wärend ich 1nF vorschlug.
Wozu man einen -3dB-Punkt bei 0,24Hz benötigt? Nun, ganz einfach, für eine möglichst phasenneutrale und damit zeitrichtige Wiedergabe.
Das war schon Ende der 70'er bekannt... Hier was zum Lesen... Und dieses Dingens klingt auch nach 40 Jahren noch verdammt gut, obwohl keine Röhre drinnen ist...
Aber auch 1964 haben schon einige Wenige gewusst, worauf es ankommt. klick
Radio-Rim, da bekommt doch hier so manch alter Kempe ganz feuchte Augen.
Und, auch wenn die dieses Dingens mit Klangreglern und Loudness verunziert haben, bleiben doch am Ende Auskoppelkondensatoren von 25!!!µF und das sogar noch als Elektrolyten! Aber warum soll ich mit jemandem, der eben Loudness und Klangregler mag, über zeitrichtige Wiedergabe diskutieren? Ist doch völlig sinnfrei.

Gruß, Matthias

Frage an Dich. Vielleicht habe ich da was verpasst, aber was ? und wo ? and wie ? wird denn aktuell mit dem Picoscope gemessen ? Denke jetzt mal Du misst den Ripple auf der Anodenspannung ? Würde mich bei ca. ~4Sec Periodendauer (Scope X Achse 5s/Div) und einer Schwankung von ca. ~80mV fragen ob dieses Verhalten relevent ist und/oder ob eventuell die Messung mit dem PicoScope aussagekräftig ist ? ~+-40mV mit ca. 0,25Hz bei 280V Ua halte ich jetzt nicht für sonderlich relevant. Oder ist das etwa eine Spannungschwankung am Cinch Ausgang ?? Im dem Falle wird Deine Endstufe, respektive Deine Lautsprecher ganz schon was an niederfrequentem Hub machen ??? Grüsse Ernst

Hallo Ernst, die Messung war am Cinch Ausgang - ohne Eingangssignal. Die B+ Spannung hatte ich auch im Auge deswegen.

@ Matthias, danke für die Simulation der Siebung, das hilft ungemein!

Hallo Matthias,

ich kann Deine Simulation mit dem Gebrazel auf der Anodenspannung und auch auf der NF hier bei mir nicht nachvollziehen. Das Einzige, was ich am Ausgang der Verstärker sehen kann, ist eine Restwelligkeit von 60 nVss.

Ach ja, wegen der komischen Überhöhung ganz weit unten: C1 = 3,3n und C7 = 330n sind hier deutlich günstiger. Damit fällt der Frequenzgang unter 1Hz mit ca. 18dB/okt.


MfG
DB

Moin,

ich kann Deine Simulation mit dem Gebrazel auf der Anodenspannung und auch auf der NF hier bei mir nicht nachvollziehen. Das Einzige, was ich am Ausgang der Verstärker sehen kann, ist eine Restwelligkeit von 60 nVss.

Ich weiß. Gib Deinen L1 und L2 praxisgemessene Rdc... ich habe 93,6 Ohm für L1 und 200Ohm für L2 eingesetzt. Und dann müsen da auch noch beide Kanäle für die richtige Stromentnahme dran hängen... und dann bratzelt das genau so, wie es nicht soll. Es sind immer nur bestimmte Kombinationen aus Trafogleichstromwiderstand, dynamischen Innenwiderstand der Gleichrichter und die monotonen Siebkettenanteile, die solch ein Verhalten verursachen.
Z.B. hat der Spuk mit 100Ohm Rdc L1 schon ein jähes Ende... Da sowas praxisnah nicht vorhersehbar ist, ist man mit differenten, steigenden Kapazitäten eher auf der "sicheren Seite". Ich habe sowas schon ein paar mal in der Realität gesehen.

Ach ja, wegen der komischen Überhöhung ganz weit unten: C1 = 3,3n und C7 = 330n sind hier deutlich günstiger. Damit fällt der Frequenzgang unter 1Hz mit ca. 18dB/okt.

Ja.

Gruß, Matthias