Messungen an AÜ's / Drosseln & andere Röhren-Meßtechnik

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #50) schrieb:

Hier der Java-Rechenknecht dieses Formulares: . . form.LP.value = (form.USP.value / form.URS.value * form.RRS.value / (2 * 3.141592654 * form.F.value));

Genau um diese Formel zur Berechnung der Leerlaufinduktivität geht es mir. Ich hab diese Formel zwecks besserer Lesbarkeit mal optisch aufbereitet:



Die Variablen in dieser Formel beziehen sich auf folgende Zeichnung:



Um "L" (aus "X(L)") zu ermitteln, müßte man allerdings auch den ohmschen Verlustwiderstand "R(L)" der Trafowicklung kennen - und an den kommt man ja direkt nicht ran.

Was mir in dieser Formel deswegen allerdings abgeht, ist die Verwendung von "U(Q)". Diese Spannung "U(Q)" ist (wegen der Reaktanz "L") NICHT identisch mit der Summe "U(L) + U(R)" - das schreibt der Autor des Java-Rechenknechts ja auch selbst:

Hinweis: Die Summe der beiden Spannungen ist nicht identisch mit der angelegten Meßspannung! Wir haben es hier mit einer Spule und damit mit einem Blindwiderstand zu tun - nicht mit einem rein ohmschen Spannungsteiler. Dort wären die Summen gleich der anliegenden Spannung.

Die rechnerische Verwendung dieser Spannung "U(Q)" zur Ermittlung der Leerlaufinduktivität "L" ist aus meiner Sicht allerdings unbedingt erforderlich, um mit Hilfe des Kosinus-Satzes (von dem der Pythagoras der rechtwinklige Spezialfall ist) nur allein aus den Beträgen der Spannungen "U(Q)", "U(L)" und "U(R)" - und damit aus dem Quotienten von (U(L) + U(R)) / U(Q) - auf den Phasenwinkel zu kommen. Den Phasenwinkel braucht man aus meiner Sicht, um die an den Punkten "A" und "C" in obiger Zeichnung anliegende Impedanz in ihre Teilgrößen "X(L)" und "R(L)" zerlegen zu können und dann aus "X(L)" die Leerlaufinduktivität "L" zu berechnen.

Rdc der Spule liegt in Serie zum XL... vernachlässigbar ist er trotzdem... was machen einige wenige hundert Ohm gegenüber den riesigen XL aus? Bei dem Fender (der seeehr hochohmig auf der Primärwickelung ist...) macht das am Ende keine 2H aus... Also ob nu 20H oder 22H Leerlauf-Primärinduktivität... Was solls? Ändert an der qualitativen Beurteilung eines AÜ gar nichts. Bei ernsthaften Übertragern haben wir da nur 100-200Ohm Rdc... Kann man ja in die Berechnungen einbeziehen... muß man aber nicht...

Das sehe ich etwas anders: Man will ja unbekannte Übertrager vermessen - und bei denen kennt man die Größenordnung des ohmschen Verlustwiderstands (der ja mit der Frequenz je nach Kern usw. unter Umständen sehr deutlich über den Wert von "R(DC)" ansteigt) ja nicht und kann deswegen schwer bis gar nicht abschätzen, wie weit einem die Vernachlässigung dieses Verlustwiderstands das Meßergebnis verhagelt (oder nicht).

Wenn man natürlich den Verlustwiderstand "R(L)" komplett vernachlässigt, dann kennt man den Phasenwinkel zwischen Strom durch und Spannung über der Induktivität - der ist dann immer 90[°]. In diesem Fall muß der dann auch nicht berechnet werden. Dann braucht man natürlich auch die Spannung "U(Q)" nicht zur Berechnung des Phasenwinkels. Dröselt man unter dieser Prämisse die obige Formel etwas auf, so daß für das Verständnis der Strom "I(L)" und "X(L)" besser sichtbar werden, erhält man:







So, wie es nun dasteht, wurde der ohmsche Verlustwiderstand bei dieser Formel tatsächlich komplett vernachlässigt. Korrekt ist diese Vernachlässigung des (frequenzabhängigen) ohmschen Verlustwiderstands aber aus meiner Sicht nicht - auch dann nicht, wenn man nur moderate Anforderungen an die Meßgenauigkeit stellt.

Grüße

Herbert

Servus zusammen,

um aus dem Ergebnis von DREI Wechselspannungsmessungen mit folgendem (weiter oben schon gezeigten), einfachen Meßaufbau:



die Leerlaufinduktivität "L" UND den ohmschen Verlustwiderstand "R(L)" einer hochinduktiven Trafowicklung - oder ggf. auch Siebdrossel - (in beiden Fällen: "L" > ca. 3[H]) zu ermitteln, hätte ich folgenden Rechenvorschlag:

Zuerst muß der Cosinus des Phasenwinkels "cos φ" zwischen Spannung und Strom ermittelt werden - ohne die Kenntnis des Phasenwinkels geht's nicht (wie schon weiter oben geschrieben). Hierzu bietet sich als ein möglicher Rechenweg der Kosinussatz an (die Beträge der drei Wechselspannungen "U(Q)", "U(L)" und "U(R)" mit den sich daraus ergebenden Phasenwinkeln zueinander bilden hierbei die drei Seiten des (wegen der unvermeidlichen Trafoverluste in aller Regel nicht rechtwinkligen) Spannungsdreiecks):



Die Größe des Phasenwinkels "φ" (in [°]) wird weiter unten noch für die Berechnung des induktiven Blindwiderstands "X(L)" benötigt - er errechnet sich wie folgt:



Dann benötigen wir den durch die Trafowicklung fließenden Wechselstrom "I(L)":



Mit Kenntnis des Stroms "I(L)" können wir nun den Betrag der Impedanz "|Z(L)|" der Trafowicklung berechnen:



Diese Impedanz "|Z(L)|" zerlegen wir nun in ihre Komponenten ohmscher Verlustwiderstand "R(L)" und induktiver Blindwiderstand "X(L)":





Zu guter Letzt berechnen wir aus dem induktiven Blindwiderstand "X(L)" noch die Leerlaufinduktivität "L" ("f" ist hierbei die Frequenz - z.B. 50[Hz]):



Das war's - nun sind die Leerlaufinduktivität "L" UND der ohmsche Verlustwiderstand "R(L)" sowie der induktive Blindwiderstand "X(L)" bei der Frequenz "f" ermittelt.


Add-On:

Als "Add-On" kann man nun noch die Spulengüte "Q" der Trafowicklung (die nichts mit der Spannungsquelle "Q" zu tun hat) berechnen - dadurch gewinnt man eine Vergleichszahl ("Q" steht hier für "Quality" - je größer diese (dimensionslose) Zahl ist, desto höher ist die Güte) für die Gütebewertung von völlig unterschiedlichen Trafotypen:



Will man die Spulengüte lieber als Verlustfaktor "Tangens Delta" ausdrücken, so errechnet sich dieser wie folgt:



Um auch noch auf den Verlustwinkel "δ" zu kommen, kann man zum Schluß noch rechnen:




Dieser Rechenweg ist am Schreibtisch entstanden - durch praktische Messungen nachgeprüft habe ich diese Rechnerei noch nicht (da komme ich hoffentlich im Weihnachtsurlaub dazu). Ich gehe allerdings davon aus, daß das passen sollte. Dieses ganze Formelwerk läßt sich locker auch in Excel eintippen - aber Achtung: Excel rechnet bei trigonometrischen Funktionen "default" im Bogenmaß ("RAD") und nicht in Grad! Da braucht's also ggf. die Excel "GRAD"-Funktion zur Umrechnung.....


Zur Meßpraxis:

Die Spannungsquelle "Q" (für Quelle) muß eine sinusförmige Ausgangsspannung nicht zu großen Klirrfaktors (< 5%) liefern und sollte nicht mehr als ca. 50[Ω] Innenwiderstand haben. Die Ausgangsspannung der Spannungsquelle "Q" sollte (je nach zu messendem Trafo) im Bereich von ca. 10[Veff] bis ca. 250[Veff] liegen - sie könnte bei "f" = 50[Hz] z.B. auch aus einem StellTRENNtransformator (vulgo "Regeltrafo") stammen. Ausgangsfrequenzbereich: ca. 45[Hz] bis ca. 500[Hz].

Die drei Wechselspannungsmesser sollten idealerweise vom selben Typ sein, um negative Einflüsse auf die Meßgenauigkeit durch unterschiedliche Funktionsprinzipien dieser Geräte (gerade dann, wenn es "TrueRMS"-Geräte sein sollten) möglichst zu minimieren. Gut geeignet erscheinen mir für diesen Zweck (bei Frequenzen "f" von 45[Hz] bis zu ca. 500[Hz]) die digitalen Handmultimeter der Typen "175 / 177 /179" von Fluke oder die digitalen Handmultimeter der Typen "DT4252 / DT4253 / DT4254 / DT4255 / DT4256" von Hioki. All diese Geräte haben bei Wechselspannungsmessung einen spezifizierten Nutzfrequenzbereich von 40[Hz] (Hioki) bzw. 45[Hz] (Fluke) bis 1[kHz]. Die Eingangsimpedanz all dieser Geräte im Wechselspannungsbereich ist einheitlich mit > 10[MΩ] || < 100[pF] spezifiziert - das hilft, das Meßobjekt (auch und gerade bei großen Impedanzen der Trafowicklung und / oder großen Widerstandswerten von "R(Sense)") nicht wahrnehmbar zu belasten, was der Meßgenauigkeit (gerade auch bei recht kleinen Spannungsunterschieden zwischen den drei Meßwerten) gut tut.

Sämtliche Wicklungen des Trafos mit Ausnahme der zu messenden Wicklung MÜSSEN offen sein (d.h. sie dürfen nicht beschaltet oder kurzgeschlossen sein).

Ein Widerstandswert für "R(Sense)" im Bereich von ca. 100[Ω] bis ca. 1[kΩ] scheint mir (je nach Empfindlichkeit der Multimeter und Größe des zu messenden Trafos) ein guter Startpunkt für diese Messungen zu sein.

Bei einer Messung mit Gleichstromvorbelastung des zu messenden Trafos (die in der Skizze des Meßaufbaus nicht gezeigt ist) dürfen sämtliche Spannungsmesser den durch diese Gleichstromkomponente verursachten Spannungsabfall NICHT mit anzeigen (wichtig speziell bei "TrueRMS"-Geräten), weil sonst die Genauigkeit ALLER Ergebnisse ERHEBLICH leidet. In diesem Fall sind alle Spannungsmesser ggf. mit geeignet dimensionierten, wertstabilen Folienkondensatoren hinreichender Spannungsfestigkeit (> 250[V]AC, keine Elkos!) in der Gegend von 1[µF] (Annahme: R(i) Spannungsmesser: > 10[MΩ]; f(u) 20[Hz]) anzuschließen - die Ladezeit dieser Kondensatoren (d.h. bis die Meßergebnisse "stehen" und sich nicht mehr wesentlich ändern) ist vor Ablesung aller drei Meßergebnisse abzuwarten.


Grüße

Herbert

Anmerkung: Induktivitäten von Spulen oder Trafos mit Blechpaketen sind nur schlecht mit einem "normalem" LCR Meßgerät zu bestimmen, besonders wenn kein Luftspalt vorhanden ist. Das liegt an der Nichtlinearität der Magnetisierungskennlinie B(H), die im Bereich kleiner Induktion H von der Anfangspermeabilität mue_i bestimmt wird. Gemessene Induktivitäten steigen mit höherer Induktion an. Natürlich geht das bei Sättigungsbeginn wieder rückwärts

Moin Herbert,

Vielen Dank für diese vollumpfängliche mathematische Aufbereitung des Themas!
Auch der Hinweis mit dem R&S SRB ist hilfreich. Ein guter Freund hat so ein Teil übrig und überläßt es mir zum spielen

Ich war auch nicht untätig.
Habe mir (bis zum Eintreffen des SRB) einen Generator improvisiert...

Ist ein nicht benutzter Digitalverstärker, der von einem Raspberry Pi angesteuert, einen dicken Ringkern 230/30V von sekundär befeuert.
Damit gehen bis zu 200Veff mit RICHTIG Leistung. Auf den Bildern bringt diese Mimik eine 60W Edison-Lampe zum Leuchten.
Hier der Sinus bei ~100Veff
bei 20Hz

bei 1kHz

und bei 20kHz


Angesteuert wird das Ganze über das Komandozeileninterface von SoX. Damit kann ich Sinus über das gesamte Audiofrequenzband erzeugen. Auch der Pegel ist einstellbar (geht aber auch über die Fernbedienung des NAD )



Damit bin ich wohl schon ganz weit vorn. Der NAD soll nur 0,1% Klirr bei Vollaussteuerung (160W/Kanal) haben... Habe ich also abzüglich Verlusten (ich benutze beide Kanäle) mindestens 250W übrig...

Und damit habe ich auch schon die Ersten Messungen veranstaltet:

Erstes Opfer, ein Hammond 1630SEA, ein 5kg SE-Brocken mit 3,5k zu 4/8/16 Ohm.
Hier ohne Gleichstromvorbelastung:

Und mit 70mA:


Die Werte für UL, UR und UQ sind mit normalen Multimetern gemessen... Für Hobbyzwecke reicht mir das. Fluke 177 für 300€, und dann noch gleich 3 Stück davon... Herjeh, da sind wir doch wieder bei Korinthenkackerei...

Korrekt ist diese Vernachlässigung des (frequenzabhängigen) ohmschen Verlustwiderstands aber aus meiner Sicht nicht - auch dann nicht, wenn man nur moderate Anforderungen an die Meßgenauigkeit stellt.

Naja.. für die Ermittlung der Leerlaufinduktivität ist jedenfalls die Betrachtung des Phasenwinkels und der ohmschen Verlustwiderstände völlig unerheblich... Da ist wohl bei 20Hz bis 100Hz zu messen... die Dreckeffekte mit den ohmschen Verlusten tauchen erst jenseits der 1kHz-Marke auf... darunter gehen sie im Meßfehler von 1-2% unter.

Viel wichtiger scheint mir der Einwurf von Valenzband, Danke dafür!
Das erklärt nämlich dieses Verhalten:


Hier sieht man, daß sich das Verhalten bei verschiedenen Pegeln sehr verändert. Die Meßfrequenz ist immer 40Hz, allerdings bei 10V, 50, 150 und 200V

Da kann ich mir einen Stapel Fluke Tischmultimeter hinstellen und messen... Wenn ich das mit nur 30V aus einem SRB tue... Kommt Unfug bei raus...

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #55) schrieb:

Vielen Dank für diese vollumpfängliche mathematische Aufbereitung des Themas!

Bitteschön - gern geschehen.

Auch der Hinweis mit dem R&S SRB ist hilfreich. Ein guter Freund hat so ein Teil übrig und überläßt es mir zum spielen

Na, das ist doch wunderbar - das ist wirklich ein schönes und höchst brauchbares Möbel.

Die Werte für UL, UR und UQ sind mit normalen Multimetern gemessen... Für Hobbyzwecke reicht mir das. Fluke 177 für 300€, und dann noch gleich 3 Stück davon... Herjeh, da sind wir doch wieder bei Korinthenkackerei...

Diese Multimetertypen sind ja auch nur als mir bekannte Beispiele zu verstehen - natürlich geht das auch mit anderen (billigeren) Geräten. Wichtig erscheint mir trotzdem, daß es nach Möglichkeit drei Geräte identischen Typs sind. Und zur "Korinthenkackerei": Ich bin halt beruflich seit Jahrzehnten auf der "eher meßtechnischen Seite des Lebens aufgehängt" - sowas formt den Präzisionsanspruch und sowas wird man dann so leicht auch nicht mehr los.

Naja.. für die Ermittlung der Leerlaufinduktivität ist jedenfalls die Betrachtung de Phasenwinkels und der ohmschen Verlustwiderstände völlig unerheblich... Da ist wohl bei 20H bis 100Hz zu messen... die Dreckeffekte mit den ohmschen Verlusten tauchen erst jenseits der 1kHz-Marke auf... darunter gehen sie im Meßfehler von 1-2% unter.

Mag sein - aber: Wenn man jenseits eben dieser 1[kHz]-Marke messen will (was ja bei Ausgangsübertragern, die ja vielleicht bis so um die 20[kHz] gehen sollen, kein ganz unlauteres Ansinnen ist), dann sind die Verlustwiderstände nicht mehr vernachlässigbar. Daß man dafür dann drei "amtliche" Pegelmesser (oder was Äquivalentes mit großem AC-Frequenzbereich - z.B. aus der 5-1/2 bis 6-1/2 stelligen Tischmultimeterecke - oder ein vierkanaliges Digitaloszilloskop mit entsprechender Vertikalauflösung (mindestens 10[Bit]) sowie mit galvanisch voneinander getrennten Kanälen) braucht, ist klar - mit normalen digitalen Handmultimetern kommt man da nicht mehr weiter. Aus Deinen Meßwerten interpretiere ich jedenfalls mal, daß Deine Multimeter ab ca. 2[kHz] aufwärts "in die Knie gehen".

Und natürlich braucht man dafür dann auch breitbandig "Dampf" - Deine Meßeinrichtung mit dem Digitalverstärker ist da sicher recht gut geeignet. Alternativ könnte man natürlich z.B. auch einen entsprechenden Meß-Leistungsverstärker dafür verwenden. Hier steht so eine historische "Immobilie" für diese Zwecke rum (tonnenschwer und mit lautem Lüfter - irgendwo muß die irre Abwärme ja hin; DC bis ca. 500[kHz]; volle "Brause" bis mindestens 100[kHz], Ausgangsspannung maximal so um die 150[Veff], Dauer-Ausgangsstrom mindestens so um die 500[mAeff] (o.k. - es gehen auch bis zu ca. 700[mAeff] in rein ohmsche Lasten) , Dauerleistung in ohmsche Lasten so um die 100[W], in beliebige reaktive Lasten so um die 50[W]):



Der Punkt: "Geht bei DC los" ist hierbei nicht ganz unwichtig: Hängt man an diesen Verstärker vorne einen hinreichend klirrarmen Funktionsgenerator ran, kann man eine (variabel einstellbare) Gleichstromvormagnetisierung ohne diesbezüglichen Zusatzaufwand bequem durch die Offseteinstellung des Funktionsgenerators mit erledigen.

Viel wichtiger scheint mir der Einwurf von Valenzband, Danke dafür! . . Hier sieht man, daß sich das Verhalten bei verschiedenen Pegeln sehr verändert. Die Meßfrequenz ist immer 40Hz, allerdings bei 10V, 50, 150 und 200V

Da hat "Valenzband" auch völlig recht. Um das mal mit den Magnetisierungskennlinien einiger Kernwerkstoffe (die scheinbar vorwiegend von der Firma "VAC Vacuumschmelze" stammen) zu illustrieren:



Quelle: https://www.ed-k.de/...0Hz-Netzdrosseln.pdf

Ich bastel für mich selbst grade ein komfortables Excel-Sheet aus dem obigen Formelwerk zusammen, mit dem man bis zu 5 unterschiedliche Messungen (oder Induktivitäten) gegenüberstellen kann. Da kann man dann nach den Messungen einseitige DIN-A4 PDFs drausmachen, in denen alles Wissenswerte übersichtlich drin steht. Ist noch nicht fertig (u.a. fehlt noch die komplette, durch umfangreiche praktische Messungen unterlegte Plausibilitätsprüfung der Ergebnisse --> mein Plan: Weihnachtsurlaub) - aber: wenn's fertig ist, teile ich das bei Interesse gern (muß ja nicht jeder dieselbe Arbeit nochmal machen).

Frohes Schaffen und Grüße

Herbert

Noch eine Frage, Matthias: Wie groß war denn bei Deinen Messungen der Widerstand "R(Sense)"? Wenn der bekannt ist, könnte ich nämlich mal mit Deinen Meßdaten mein Excel-Teil füttern und schaun, was da rauskommt.....

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

R(Sense)=97.8Ohm...
Habe mich ganz schön festgespielt mit der Messerei... Zum Glück Urlaub ab morgen.

Wichtig erscheint mir trotzdem, daß es nach Möglichkeit drei Geräte identischen Typs sind. Und zur "Korinthenkackerei": Ich bin halt beruflich seit Jahrzehnten auf der "eher meßtechnischen Seite des Lebens aufgehängt" - sowas formt den Präzisionsanspruch und sowas wird man dann so leicht auch nicht mehr los.

Man könnte ja auch mit einem Meßgerät arbeiten... ist nur etwas unbequem. Ich kenne ja Deinen Präzisionsanspruch.. ist ja auch Ok so.
Nur eben bin ich bei Hobby und bei Röhren... und da ist alles <10% ausreichend. Im Job habe ich auch ganz andere Ansprüche, da stehen nur noch Fluke-Tischmultimeter... Die Dinger sind ja auch wirklich gut, aber für den Hobbyisten (meist) viel zu teuer.
Und, nein, meine Messungen sagen nicht, daß meine Meßgeräte "in die Knie gehen", viel mehr verdeutlichen sie das frequenzabhängige Verhalten des Übertragers. Ich messe über R(Sense) mit einem TTI 1604 Tischmultimeter AC Genauigkeit 0,5% bis 400Hz, 1% bis 4kHz und 2% bis 20kHz... Die UL erfasse ich mit einem Voltkraft VC820 und UQ mit einem Voltkraft VC920 beide sind mit 7% bis 20kHz spezifiziert...Also nicht wirklich Meßplunder.(Übrigens, beim Fluke 177 ist AC Genauigkeit nur mit 2% bis 1kHz spezifiziert, zu höheren Frequenzen wird gar keine Aussage gemacht )
Zur Kontrolle habe ich da auch noch ein DSO mit 60Mhz Bandbreite an UL und US(sekundär) zu hängen. (Dies ist eher das unpräziese Meßmittel.)
Ich denke, daß das für Hobbyzwecke mehr als ausreichend genau ist.

Mag sein - aber: Wenn man jenseits eben dieser 1[kHz]-Marke messen will (was ja bei Ausgangsübertragern, die ja vielleicht bis so um die 20[kHz] gehen sollen, kein ganz unlauteres Ansinnen ist), dann sind die Verlustwiderstände nicht mehr vernachlässigbar

Da bin ich ja völlig bei Dir. Aber das Messen von Frequenz- und Phasengängen ist erst Punkt 21 auf meiner Liste... Ich bin aber erst bei Punkt 3, dem Messen der Primär-Leerlaufinduktivität.

Gruß, Matthias

pragmatiker (Beitrag #44) schrieb:

Servus Steffen, ich würde da auch Mattias' Empfehlung folgen und das mit den vorhandenen Ausgangsübertragern einfach erstmal ausprobieren. Außerdem könnte es immerhin sein, daß der Mittelschenkel der "E"-Bleche etwas kürzer ist (z.B. weil die Bleche eigentlich für Luftspaltkerne gedacht sind). Dann würde auch bei wechselseitiger Schichtung an den Enden der Mittelschenkel der magnetisch wirksame Querschnitt des Kerns auf etwa die Hälfte (oder etwas weniger) absinken - und zwar zweimal (an jeder Öffnung des Wickelkörpers einmal). Das würde von der Wirkung her schon etwas in Richtung Luftspalt gehen.....

Moin

Nicht zu verachten ist ja auch die Tatsache, dass der AÜ ja nie für eine SE Endstufe gedacht war, sondern als Ersatz vor der Reverb Unit. An dieser Stelle kann das Teil durchaus wie gewünscht funktionieren.

Aber mal eine andere Frage. Wäre es nicht theoretisch möglich den Luftspalt nachträglich einzusägen? Mit einem entsprechend dünnen Bandsägeblatt sollte es möglich sein am 0,6mm breite Spalten zu sägen.

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #58) schrieb:

R(Sense)=97.8Ohm...

Dankeschön.

Und, nein, meine Messungen sagen nicht, daß meine Meßgeräte "in die Knie gehen"

Wenn Du das nächste mal sowieso am messen bist und das grade locker gehen sollte, wäre aus meiner Sicht dann der Bereich von 2[kHz] bis 5[kHz] in etwa 500[Hz] Schritten interessant - um da mal den Kurvenformverlauf der Induktivitätsänderung in diesem Bereich a bisserl genauer zu sehen.

Ich messe über R(Sense) mit einem TTI 1604 Tischmultimeter AC Genauigkeit 0,5% bis 400Hz, 1% bis 4kHz und 2% bis 20kHz

Das ist ein schönes Gerät - und TTi ist eine ordentliche europäische Firma, die es schon lange gibt. Nach den mir vorliegenden Spezifikationen dieses Geräts liegt die AC-Genauigkeit im Bereich von 5[kHz] bis 20[kHz] bei 3% +/-4 Digits - das ist für den hier vorliegenden Zweck aber immer noch locker ausreichend.

Viel wichtiger ist die spezifizierte Eingangsimpedanz von 10[MOhm] - hier kommen viele Tischmultimeter, die im AC-Bereich bis 100[kHz] oder so gehen, "nur" auf 1[MOhm]. Und die 10[MOhm] sind hier wirklich wichtig (ein noch größerer Eingangswiderstand wäre hier noch besser): Der induktive Blindwiderstand "X(L)" von 25[H] bei einer Frequenz von 7[kHz] beträgt bereits 1,1[MOhm], so daß allein durch diese Einflußgröße durch die Parallelschaltung eines 10[MOhm] AC-Spannungsmessers ein Meßfehler von ca. 10% entsteht.

Durch diese Hochohmigkeit des Prüflings (bei höheren Meßfrequenzen) und des Meßgeräts ist auch die Frage nach abgeschirmten Meßleitungen niedriger Kapazität nicht mehr völlig abwegig. Das relativiert sich allerdings sehr schnell wieder, wenn man sich die Gesamtimpedanzverhältnisse anschaut: Der hochohmigste Punkt der Meßschaltung ist das spannungsquellenferne Ende von "R(Sense)" - und das sind bei Deinen Messungen ca. 100[Ohm] (vorausgesetzt, die Spannungsquelle "Q" selbst ist hinreichend niederohmig). Damit die gesamte Meßmimik nicht hochohmig gegen Erde "floatet" (und sich dadurch eventuell Brumm einfängt), ist es möglicherweise sinnvoll, das "kalte" Ende der Meßmimik mit Erde zu verbinden.

Man könnte ja auch mit einem Meßgerät arbeiten... ist nur etwas unbequem

Auf den ersten Blick mag das gehen, aber: Die Spannungsunterschiede zwischen "U(Q)" - "U(R)" und "(U(L)" können bei kleinen Phasenwinkeln "phi" recht klein werden - und damit steigen dann die Anforderungen an die Meßgenauigkeit. Stammt dann "U(Q)" noch dazu aus einer unstabilisierten Spannungsquelle (z.B. Regeltrenntrafo), dann gehen die Spannungsunterschiede von "U(Q)" (z.B. durch Netzspannungsschwankungen, die während des zeitlichen Abstands der "Umsöpselei" des Multimeters auftreten) voll in die Meßgenauigkeit mit ein. Auch aus diesem Grund bevorzuge ich eine Messung mit drei typgleichen Multimetern. Dann hat man natürlich immer noch den Zeitabstand (im Bereich von vielleicht auch mehr als 15 Sekunden) des Ablesens der drei Multimeter und des Aufschreibens der Meßwerte (Handmultimeter haben ja in der Regel keinen Trigger-Eingang). Diesem Punkt ist aber leicht beizukommen: Die Anzeigen aller drei Multimeter gemeinsam mit einer Digitalkamera fotografieren - dann hat man alle drei Anzeigen absolut zeitgleich und kann sie in Ruhe vom Bild abschreiben. Damit erschlägt man dann auch (zumindest teilweise) die zeitlichen Effekte, die sich durch die Erwärmung der Trafowicklung ergeben.....

Grüße

Herbert

[EDIT]: Fachlich korrigiert - Details siehe Beitrag #62.

Moin Andreas,

AndyGR42 (Beitrag #59) schrieb:

... Nicht zu verachten ist ja auch die Tatsache, dass der AÜ ja nie für eine SE Endstufe gedacht war, sondern als Ersatz vor der Reverb Unit. An dieser Stelle kann das Teil durchaus wie gewünscht funktionieren.

Fallverschieden... In manchen Schaltungen werkelt das über einer ECC81 mit wenig Ruhestrom, da mag das noch einigermaßen funktionieren. Es gibt aber auch Varianten, da wird der Übertrager von einer 6K6 Pentode mit 23mA Ruhestrom angetrieben und auch etwas ausgesteuert, da kommt nicht viel Vernünftiges mehr bei raus.

Aber mal eine andere Frage. Wäre es nicht theoretisch möglich den Luftspalt nachträglich einzusägen? Mit einem entsprechend dünnen Bandsägeblatt sollte es möglich sein am 0,6mm breite Spalten zu sägen.

Ist leider nicht so einfach, obwohl ich mich für ganz geschickt halte. Man müßte den gesamten Kern entlang des Wickelkörpers durchsägen und könnte dann ein Stück Papier (ja, diese Luftspalte sind kleiner, als man denkt) zwischen die beiden entstehenden Kernteile legen... Halte ich für aussichtslos, das sauber hin zu bekommen. Auch das Umstapeln funktioniert nicht. Man bekommt die Kernbleche nicht gezogen, da alles fein mit Harz vermumpt ist...

Ich habe auch die ersten Messungen für den Fender und den Hammond... Da liegen Welten zwischen. Der Hammond tut es ja auch erstmal, wenn man da nicht bis Anschlag aufdreht, man kann damit durchaus gut hören.
Mein Ärger ist, daß ich mich mit dem Fender sehr intensiv beschäftigt und viel gemessen habe und das "Sparbrötchen" damit sehr gut funktioniert.
Mit den Hammonds habe ich dann gar nicht mehr gemessen und auch nicht mehr versucht, irgendwelche Lauthöranfälle an meinen wirkungsgradstarken Lautsprechern auszuleben... Habe eben nur mit hoher Quellimpedanz den Fender und den Hammond durchgewobbelt und eben festgestellt, daß der Hammond mehr Baß kann... JaJa... aber nur ohne DC-Vorbelastung.
Und genau deshalb knie ich mich so ein bischen in diese Meßgeschichte rein. Ich hasse es, wenn ich öffentlich Vorschläge mache, die dann nicht halten, was versprochen ist... Und das nur, weil man sich auf kaum einen Hersteller verlassen kann.
Wenn ich mir anschaue, was das neueste Datenblatt zum Hammond 1630SEA sagt... plötzlich nur noch 15H, statt vormals angegebenen 42H, wobei ich eben ~30H ermittelt habe... Da muß man dann also möglichst genau nachmessen...

Gruß, Matthias

Servus zusammen,

in meinem obigen Beitrag ist ein fachlicher Fehler drin - da steht am Anfang des letzten Absatzes:

pragmatiker (Beitrag #60) schrieb:

Die Spannungsunterschiede zwischen "U(Q)" und "(U(L)" können bei großen Phasenwinkeln "phi" recht klein werden

Richtig muß es heißen:

Die Spannungsunterschiede zwischen "U(Q)" - "U(R)" und "(U(L)" können bei kleinen Phasenwinkeln "phi" recht klein werden

Ich würde das gerne in obigem Beitrag korrigieren, damit da kein Blödsinn drin steht.

Einverstanden?

Grüße

Herbert

Natürlich, Herbet,

Meine schnippische Bemerkung weiter oben bezog sich auf weiteres Hinzufügen Inhaltlicher Aspekte, die es so aussehen lassen, daß der Anwortende nicht zum inhaltlich erfassenden Lesen fähig wäre. Das hier ist aber eine wichtige fachliche Korrektur.

Gruß, Matthias