Endstufenentwicklung

da blick ich nicht so durch

ich möchte dir dringend empfehlen Schaltungen erst im
Simulator (z.B. LTspice) zuzeichnen/zusimulieren

Hallo Mauby,

Durch die Kette R5, CE T5, CE T6 und R6 sollen 10mA fließen. Bei einem Hfe von 100 (ziemlich weit unten angesetzt) für T6 ergibt sich daraus ein Basisstrom für T6 von 10mA / 100 = 100µA. Beaufschlagt man die 100µA mit dem 10fachen, so sollte der Querstrom durch R10 und R9 1mA betragen.
Der Fehler liegt darin, daß ich im vorherigen Schaltbild 5mA Querstrom durch T6 angenommen habe, hier nun 10mA.

Die 5fache Stromliefermenge, also 500µA, genügen dennoch, da der Hfe des T6 sowieso höher angesiedelt ist und der Sinn der Ver-10-fachnung im Puffer für die Stromlieferung liegt.
Natürlich kann man R10 und R9 dahingehend verändern, daß wirklich 1mA Querstrom fließt.

Mal so nebenbei, die abgebildete Form der Ruhestromeinstellung ist antik und nicht betriebssicher bei Kontaktproblemen im Poti. Das Poti muß irgendwo parallel zur B-E-Strecke des Ube-Multiplizierers liegen. Leider habe ich vergessen, in welche Richtung der Strom durch den Schleifer fließen sollte, damit es da langfristig keinen Ärger gibt... in der falschen setzen sich wohl gern Kohlenstoff-Ionen auf dem Schleifer ab.

@ Kay.. jo Ltspice hatte ich bevor ich formatiert habe ( soll nicht heißen, dass es nicht leicht wäre es nochmal zu installieren ) , fand ich aber wirklich nicht besonders gut, die Implantation von Bauelementen fand ich nicht so doll

@zucker... ah... jetzt hab ich's wieder ^^ dachte die 5mA würden aus einem nicht beschriebenen Grund herkommen

wie hast du die Schaltpläne von dir hier hochgeladen aus splan ? meine sehen nicht gerade qualitativ aus, im gegensatz zu deinen die schön scharf sind
mein Weg: Exportieren->Jpg ( 300dpi )

@audiophilanthrop:

mh... ist auch nicht die Ruhestromeinstellung, die ich aufbauen werde. Das war lediglich die Schaltung zu der ich eine Frage hatte. Das Problem sollte bei mir nicht auftreten:

Als "gif" mit 150dpi

Zur Berechnung für die End-T MJL:
Bei 32V wird der Ic mit 4.22R Last (0.22R R1) in etwa 7.6A Ics betragen. Der Hfe (H21E) liegt lt. Datenblatt bei min 45, eher etwas höher. Das hat mit der Fertigungstoleranz zu tun. Bei eben diesen knapp 8A wird die Transitfrequenz auf ca. 25Mhz einbrechen und der H21e bei ca. 50 liegen, was aber immer noch in Ordnung geht.

Für einen sichern Betrieb, also SOA, sind 8A bei 30V die letzte Rille. Wenn da mehr Leistung abgegeben werden soll, bspw. bei 2R Last oder einer Ub Erhöhung, müssen 2 End-T Päärchen hin.

8A / 45 Hfe ~ 180mA Ib für T1. Diese 180mA braucht T1 also bei Vollaussteuerung und die holt er sich dynamisch auch über T3.
T1 wird bei ca 450mV Ube anfangen zu leiten und bei ca. 600mV Ube offen sein. An dem Punkt sollten schon ca. 30mA Ib zur Verfügung stehen, damit der Übergang der Leitung von T3 (der gibt das Signal an die Last vor dem Öffnen von T1 ab) fließend ist und da kein hoher Klirr auftritt.
Von daher sollte R4 mit 22R...15R bewertet werden.
Der erhöhte Stromfluß bewirkt zudem noch einen schnellere Basenausräumung.

T3 als MJE 15030 weist einen Hfe von 40 auf (ist übrigens der NPN Type - in Deinem Plan noch ändern) und damit sollte der Querstrom über R11 bei min 5mA liegen, eher 10...20mA, damit die Sache stabil wird.

Der Ruhestrom ER liegt bei Dir an der richtigen Stelle. Sollte der Schleifer abheben, dann wird die gesamte R-Bahn des ER wirksam und T5 schließt. Ergo fließt kein Ir mehr durch den Stromtreiber und die End-T bleiben heile.

Spricht irgendwas gegen eine Compoundschaltung? Dann wäre Ua 0,6V höher und der Verbund ist in sich gegengekoppelt.

Als "gif" mit 150dpi

hm , ich habs beim letzten genauso gemacht... sieht aber immer noch schlecht aus

Zur Berechnung für die End-T MJL: Bei 32V wird der Ic mit 4.22R Last (0.22R R1) in etwa 7.6A Ics betragen. Der Hfe (H21E) liegt lt. Datenblatt bei min 45, eher etwas höher. Das hat mit der Fertigungstoleranz zu tun. Bei eben diesen knapp 8A wird die Transitfrequenz auf ca. 25Mhz einbrechen und der H21e bei ca. 50 liegen, was aber immer noch in Ordnung geht.

ich bin jetzt bei der ermittlung des hfe nach folgendem Graphen gegangen, da liegt er bei 70 ... mit sicherheit dachte ich dann mit 60 zu rechnen

Für einen sichern Betrieb, also SOA, sind 8A bei 30V die letzte Rille. Wenn da mehr Leistung abgegeben werden soll, bspw. bei 2R Last oder einer Ub Erhöhung, müssen 2 End-T Päärchen hin.

Ich wollte 4 Paare verwenden ( das messen und abgleichen wird dann teurer, aber das soll keine rolle spielen ) um später das PlatinenLayout auch auf Leistungsstärkere Endstufen übertragen zu können -> z.B. Subwoofer Endstufe
weiter unten aktueller Schaltplan

8A / 45 Hfe ~ 180mA Ib für T1. Diese 180mA braucht T1 also bei Vollaussteuerung und die holt er sich dynamisch auch über T3. T1 wird bei ca 450mV Ube anfangen zu leiten und bei ca. 600mV Ube offen sein. An dem Punkt sollten schon ca. 30mA Ib zur Verfügung stehen, damit der Übergang der Leitung von T3 (der gibt das Signal an die Last vor dem Öffnen von T1 ab) fließend ist und da kein hoher Klirr auftritt. Von daher sollte R4 mit 22R...15R bewertet werden. Der erhöhte Stromfluß bewirkt zudem noch einen schnellere Basenausräumung.

da die MJE 15030 / 31 nicht leistungsschwach sind bewerte ich hier mal mit 15 Ohm und übernehme mal die Hfe

T3 als MJE 15030 weist einen Hfe von 40 auf (ist übrigens der NPN Type - in Deinem Plan noch ändern) und damit sollte der Querstrom über R11 bei min 5mA liegen, eher 10...20mA, damit die Sache stabil wird.

du gehst von den Tabellen Daten aus und nicht von den weiter unteren Graphen oder ? Ich glaube ich verstehe: immer vom worst case ausgehen...

Spricht irgendwas gegen eine Compoundschaltung? Dann wäre Ua 0,6V höher und der Verbund ist in sich gegengekoppelt.

naja ... 0.6V sind dann nicht so viel. Wären ~2W ? Aber ich schaue mir mal morgen auf der Zugfahrt an wie so eine Compoundschaltung aussieht, weiß nicht auf anhieb was damit gemeint ist

schaltplan kommt morgen bekomm ich nicht fertig, bin müde

Compound ? Geil

ah so , ja klar ... das wollte ich später noch machen wegen :

Zudem sind End-T und Treiber immer am unteren B Rand leitfähig, was zu einer erweiterten Amplitudenhöhe beiträgt, da die verbrummste Ub der Spannungstreiber nicht wirksam wird. Das heißt, die Endstufe wird nicht bis zur letzten Rille ausgefahren, es bleibt bis zur Sättigung immer eine Reserve stehen. Das tut dem Klirr und dem TIM sehr gut.

update:

Stell mal den Plan direkt als spl Datei ein, damit ich ihn etwas ändern kann.

Schaltplan-01.spl7

Das wird nix - hab S-Plan 6.0
Vielleicht kannst Du das auf dieser Version speichern.

Q12 wird m.E. auf Dauer "recht gut" warm (12 mA @ gut 30 V). In TO-92 (max. 500 mW) ist das etwas grenzwertig. Und wehe, der Ausgang geht defektbedingt mal Richtung V+. Besser irgendwas in TO-126 suchen, oder aber Ic runter.

Statt R11 besser eine "richtige" Stromquelle vorsehen, die Schleifenverstärkung wird es danken.

Ob ein Paar der MJEs für 4 Paar MJLs ausreicht, hmm. Gut, deine Supplies sind jetzt nicht sonderlich hoch, aber...

Die Verbindung R1/2 zu R4/5 ist nicht mehr üblich.

Kann man für die anvisierten Dimensionen einen 2 x 30 V / 500VA Trafo als geeignet ansehen?

@ Zucker: Die Leistungs-Endtransis haben ja keinen Ruhestrom. Hat das irgendwelche Nachteile? Sehe ich das falsch?

Meinst Du den Compoundplan?
R21 hält die Endtöppe gerade so auf, im Leerlauf. Ab so ca 500mV / 130mA sind sie voll dabei. Die Klirrwerte sind reel fast nicht mehr meßbar.

@ zucker:

das wird nicht möglich sein:
http://forum.abacom-online.de/phpBB3/viewtopic.php?f=6&t=2270

was wolltest du dran ändern ?

@audiophilanthrop:

hm, ja , da bin ich noch auf der suche nach nem geeigneten.
Muss / Sollte der Spannungsverstärker auch thermisch gekoppelt sein mit dem Stromverstärker , also Q1 bis Q11 ? Das wird ein wenig voll auf dem Kühlkörper.
Oder ich verwende weniger Endstufentransistoren

aber wieso sollte mein MJE Probleme haben ? Ich mein ob ich jetzt einen MJL mit 180mA versorge oder 4 MJL mit jeweils 180 / 4 mA ... macht doch kein unterschied , oder doch ?

@ On ... ich hatte zu Hause 2 500VA 2x25V Trafos und dann fand ich zuckers EndstufenThread.

Also die Spannung dürfte bei 35 V liegen und bei Last in die Knie gehen

edit: ach ... du beziehst dich auf zuckers Schaltplan weiter oben mit 41V . Da würde ich eher auf 800VA Trafo gehen

Wollte Dir da anschaulich etwas ändern / erklären, ohne große Umschreibungen zu machen.

Auf den Kühler kommen die End-T, die Stromtreiber und der Ruheströmling. Die U-Verstärker bekommen je ein kleines Kühlerchen SK 104. Allerdings würde ich da auf 2SC3599 / 2SA1405 gehen.
Die MJE schaffen bei der Ub auch 4 MJL, auch bei 2R Last.

Hallo Mauby,

die Sache mit den Strömen:



Plan groß

Wenn man den rein ohmschen Fall mit Gleichstrom betrachtet, was Näherungsweise zum Zeitpunkt der Vollaussteuerung für die Zeit der Amplitudenspitze erreicht werden kann, wobei das so nicht ganz wahr ist, da der "faule" Strom bekanntlich der Spannung hinterherläuft, dann kann man das gerahmte Ersatzschaltbild im Plan zur Veranschaulichung heranziehen.

Der Innenwiderstand im Lastfall des T1 (RiL), ist der kleinste mögliche R, da jeder Transistor eine Uce sat (Sättigungsspannung der Uce Stecke) aufweist. Lt Datenblatt der MJL 3281 / 1302 wird diese Uce sat bei 8..9A Ic etwa 350mV betragen. Dieser RiL, multipliziert mit dem Ic ergibt dann die Verlustleistung Ptot für den Fall, daß der T voll aufgesteuert ist.
T1 wird über seine Uce Strecke aber im Verlauf der Amplitude von fast "zu" (unterer B Rand der Kennlinie) bis fast "auf" (oberer Rand der C Kennlinie) alle Werte annehmen, womit sich die Ptot über die gesamte Kennlinie natürlich ändert. Das kann man für jeden einzelnen Aufsteuerungsgrad, sprich Leitfall, berechnen. Die größte Ptot ergibt sich bei 50% Öffnung, also am A Punkt, weil da der Stromfluß im Verhältnis zur Spannungssperrung am größten ist. Das ergibt sich einfach daraus, daß exakt da der Sperrfall zum größten RiL führt und demzufolge Ptot auf das Maximum ansteigt.



Diagramm groß

Excel Diagramm

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Da die Last in Form eines Lautsprechers ein komplexes Gebilde aus R, L und C bildet, kann man im Realfall nur von der Impedanz ausgehen, die im Plan mit 4R bewertet sind. Für exakte Berechnungen zu jedem Zeitpunkt benötigt man die kompletten Daten eines Chassis inkl. C und L. Das führt zu weit.
Von daher gehen wir von dem Ersatzschaltbild aus, setzen jedoch als Last 4R ein.

Die Uce sat von 1V ergibt sich aus dem RiL + dem nichtaufsteuerbaren Bereich des T1 durch die Uce sat des T3 und eigentlich noch dem Rest Uv über R5 durch die Uce sat des T3. Wir bleiben der Einfachheit halber dennoch bei 1V Uce sat für T1.

Wenn der H21e für T1 (Gleichstromverstärkung) 25 beträgt (für die MJE dürfte das auch für den h21e passen (Wechselstromverstärkung), da sie lt Datenblatt ziemlich glatt sind), dann müssen für die 7.35A Ics des T1 ca 300mA Ib in T1 fließen, der dynamsich von T3 zur Verfügung gestellt werden muß. Das kann T3 aber nur, wenn sein Ib ausreichen ist und deshalb muß der Querstrom für Ib T3 über den Querstromzweig R5 > T5 ce > T6 > R6 20mA betragen, sofern man davon ausgeht, daß der H21e des T3 50 beträgt.
Vergessen darf man dabei nicht, daß bei voller Amplitudenhöhe an der Basis von T3 der Ib des T3 + I quer über T5 und Ib für T5 auch noch fließen müssen.
So kommen die 20mA zustande, um noch eine Reserve zu haben.
T6 wird im max Fall nur ca 1.2W Ptot haben und die kann mittels einem kleinen Kühlerchen, bspw SK 104 kurze Ausführung, gut abgeleitet werden.

Was die Spannung als Vorspanne zwischen den Basen von T3 und T4 betrifft;
sie setzt sich zusammen aus den Ube der T1 + T2 und den Ube der T3 + T4 und der Verlustspannung über R1 und R2. R1 und R2 müssen zusätzlich bedacht werden, um die End-T Leitfähig zu machen, da an diesen R eine Spannung verlustiert und um eben diesen Betrag die Vorspanne erhöht sein muß. Im Fall von ca. 20mA I-Ruhe beträgt der Abfall bei 0.22R für R1 ca 5mV, wobei 100mV als mögliche Reserve angestrebt werden sollen (bei R2 selbiges).
Diese 20mA I-ruhe genügen im Nomfall für eine saubere glatte Übergangsphase der Amplitude von T1 > T2 und zurück.
Rein rechnerisch liegt die feste aber im Mittelpunkt verschiebbare, Vorspanne über der CE Strecke des T5 bei ca. 2.6V.
Reel ist das nicht so, da es Exemplarstreuungen gibt und ein T niemals bei exakt 600mV Ube öffnet. Außerdem hat ein R für Re in diesen Größenordnungen nicht exakt den aufgedruckten Wert. Deshalb wird mittels P1 über den T5 dieser Wert genau manuell eingestellt, eben der sogenannten Ruhestrom.

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R1, R2 = Re = Emitterwiderstände für T1 (T2). Sie sind für eine Stromgegenkopplung der jeweiligen T verantwortlich. Sie stellen durch ihre "Reserve" (Stromquelle) eine Gegenkopplung zum Basisstrom her, der bei Erwärmung der Halbleiter einer erhöhten Leitung unterliegt. Im Reglfall wird sich pro 1Kelvin der Ube Wert um 3mV absenken. Das heißt, leitet T1 bei ca 20°C (293.15 °K) bei 600mV Ube, so wird er bei 80°C schon ab ca 420mV leiten. In dem Fall wird also auch Ic größer, welcher wiederum einen höheren Spannungsabfall am Re bewirkt, weshalb sich das Gebilde in etwa wieder ausgleicht, jedoch nicht ganz, da der Temperaturkoeffizient des Widerstandes nicht dem eines Halbleiters entspricht. Um das auszugleichen kommen der Ruhestrom-T (T5) und die Stromtreiber T3 und T4 mit auf den großen Kühler, um auch sie der Wärme auszusetzten. Damit ist eine thermische Kopplung und die damit verbunden thermische Gegenkopplung incl der Stromgegenkopplung gewährleistet und der Ruhestrom bleibt ziemlich stabil. Für genz exakte Regelungen kann man dem T5 auch noch einen Re verpassen, der aber in die Berechnung der Regelkette für T5 mit einfließen muß, also Ube des T5 + dann dem Uv des zusätzlichen Re für T5.
Damit die Leistung nicht an R1 verbraten wird, sollte der Wert so gering wie möglich gehalten werden. Werte von 51mR bis 100mR sind durchaus genügend, auch hinsichtlich einer // Schaltung von Transistoren. In dem Fall wird über die Re zusätzlich noch -in Grenzen- der Stromverstärkungsfaktorunterschied ausgeglichen, nicht 30 aber 5 - 7 sind machbar.
Die geringere Wertigkeit der Re hat zudem den Vorteil, daß ihre Ptot sinkt, sie damit kleiner werden, ergo auch kürzer und bei Verwendung von Draht-R damit auch aufgrund ihrer Kürze die verursachte Induktivität, was wiederum der Stabilität zugutekommt und die Leiterbahnführung vereinfachen kann.

Übrigens kann man solche "Reserve R" auch in der Basiszuleitung einfügen. Sie dienen dann einer Basistromkompensierung. Das ist vorallem bei // geschalten End-T gut.

Da hab ich gerade noch etwas auf meinem Rechner gefunden.
Das ist eine Messung gewesen, über den Ruhestromverlauf einer Endstufe bei Erwärmung:
Diagramm

Welcher ist jetzt nochmal R53?

Meinst Du den Compoundplan? R21 hält die Endtöppe gerade so auf, im Leerlauf. Ab so ca 500mV / 130mA sind sie voll dabei. Die Klirrwerte sind reel fast nicht mehr meßbar.

Ja. Das wollte ich nur hören. Unter 0,33 Ohm wird es kritisch mit der thermischen Stabilität. Wenn die geschalteten Nachbrenner keine Probleme machen, wüßte ich im Moment auch keine Alternative.

Nehme an den R53 aus der Temp Messung?
Tja, ich weiß nicht mehr zu welcher Endstufe der gehörte, kein Plan mehr da oder mal geändert worden.

Die U-Verstärker bekommen je ein kleines Kühlerchen SK 104. Allerdings würde ich da auf 2SC3599 / 2SA1405 gehen.

hm , okay, aber woher bekommst du die ?

Im Fall von ca. 20mA I-Ruhe beträgt der Abfall bei 0.22R für R1 ca 100mV (bei R2 selbiges).

1. wie kommt man auf 20mA I-Ruhe ? sind das erfahrungswerte , oder wie berechnet der sich ?
2. Wie kommst du auf 100mV ? gilt da nicht 0.22 * 20mA = 4.4mV ?

Hab mal bisschen weiter gearbeitet und

- woher bekommt man so kleine Kondensatoren im pF Bereich ? ( finde nur Keramikkondensatoren die so klein gehen )
Niedrigstes 100pf bei Wima

Aber hier mal das Schaltbild soweit ich bin:
( Endtransistoren werden noch überarbeitet in eine Coumpoundschaltung und mit Basiswiderständen )

zum bild : wie hast du das Bild im Post #9 eingefügt ?

Du hast natürlich vollkommen Recht, es sind nur ~5mV Uv über den Re (R1 = 0.22R) bei 20mA I-Ruhe. Die 100mV sind eine einzubeziehende Größe für die Uce über T5, die mit P1 abgeglichen werden muß. Das hab ich oben im Beitrag zu stark zusammengefasst und geändert.

20 bis 25mA sind ein Erfahrungswert. Das hängt aber auch stark von den Möglichkeiten der Lastverteilung zwischen Stromtreibern und Endstufe zusammen. Da kann man schon variieren, bis hin zum A Betrieb.

C im p Bereich gibt es als keramische und gewickelte Kondensatoren. Wenn es dann mal soweit ist, können wir die raussuchen. Ebenso kleine Kühlerchen und Transistoren, wobei man natürlich nicht unbedingt die SC/SA verwenden muß. Von der Sache her geht da auch etwas banales.

Das Bild wie im Beitrag 9 kannst Du so nicht einfügen. Das hat mit dem Forum zu tun. Wenn es mal zu einer nachbaubaren Sache kommt, wird es aber so gemacht.

Zum Plan:
Die reine Endstufe paßt, R5 noch auf 20R geändert (wie R4).
R21 auf 10R hoch, das bringt etwas im Sinne der Stromgegenkopplung und der Spannungsabfall über R10 und P1 genügt immer noch, um Q5 aufzusteuern.
Q5 sollte ein T0 126 Gehäuse haben, da sich die Dinger durch ihre Montagemöglichkeit gut auf dem Kühler platzieren lassen und dadurch sehr gut für die thermische Kopplung geeignet sind. Da paßt der 2SC 2690 ganz gut.

C4 und C3 muß man sich "live" ansehen, ist von den Größen her aber realistisch.

10mA im Diff - Verstärker ist heftig, normal sind 2 bis 3mA.
Eine Symmetrie muß aber noch hin.

Die globale GK paßt auch.

(Schaltzeichen Masse hat einen dicken Strich - 3 Striche sind die Erde, die soll da aber nicht hin. )

Du hast natürlich vollkommen Recht, es sind nur ~5mV Uv über den Re (R1 = 0.22R) bei 20mA I-Ruhe. Die 100mV sind eine einzubeziehende Größe für die Uce über T5, die mit P1 abgeglichen werden muß. Das hab ich oben im Beitrag zu stark zusammengefasst und geändert.

heißt aber, es ändert sich bei mir nichts mit 700mV über R4, oder ? ansonsten wär es ja 605mV zur Vorspanne und insgesamt dann 2.41V über den Uce von Q5 ( RuhestromTransistor )

Zu dem Strom über den Diff:
Joa , der hfe von 35 ist auch nicht sonderlich hoch für den Spannungsverstärker. Hätte den schon gerne um 100 rum. Wäre dann ne nette Abstufung von Diff->Stromverstärker von 200 Diff, 100 Spannungsverstärker, ~45 Stromverstärker.

Was hälst von dem 2SC2682 ?(<- PDF Datenblatt ). hfe liegt bei min 100, aber lediglich 100mA max


Symmetrie ? Meinst du, dass die Diff stufe gleichmäßig belastet werden sollte ? Hm , ja ich bin noch nicht fertig mit ihr, also kommt noch

Verbindet man eigentlich nicht die Endstufen-Masse mit Erde ?

Die 700mV über R4 (R5) bleiben nicht da, gehen eher auf 600mV zurück, möglicherweise auch auf 550mV Ube der End-T. Aber deshalb ist ja P1 eingebaut und wenn Dir der Regelbereich als zu gering erscheint, insbesondere beil R21 dazu gekommen ist, kann da auch ein 1K Einstellregler hin (R9 und R10 dann anpassen). Für P1 eignet sich ein Cermet sehr gut, da sie durch ihr Schneckengewinde gut einstellbar sind.

Der 2SC2682 sollte passen, sein Äquivalent ist der 2SA1142, wenn die Konstantstromquelle I1 damit mal bestückt werden soll.
Mir gefielen immer die 2SC3955 / 2SA1540 und die in F
http://pdf.datasheet...ds_pdf_e/2SC3955.pdf

Die Symetrie, auch Offset - sieh nochmal im Endstufenfred nach, das vorletzte Bild im Beitrag 1:
http://www.hifi-foru...rum_id=103&thread=71
Da steht auch einiges über den Diff. worüber wir dann zu gegebener Zeit nochmal schreiben können. Da ist der Strom prägend für alles Nachfolgende und berechnet sich in großem Maße durch die erzielbare obere Grenzfreq in Bezug auf C4 und der Grenzfreq. des Spannungstreibers Q12.

Hast Du denn Meßgeräte zur Verfügung, insbesondere ein Oszilloskop? Das wäre sehr hilfreich, weil man da die Kurven sehen kann.

Verbindet man eigentlich nicht die Endstufen-Masse mit Erde ?

Niemals - das Masse / Erde Problem ist eines der schlimmsten. Es gibt nur einen Punkt, wo die Erde der Schukodose mit dem Gehäuse verbunden werden sollte - der zentrale Massepunkt. Die Masse der reinen Endstufe hat da nichts zu suchen. Das gibt Brumm und alle möglichen anderen Krankheiten.

Man sollte darauf achten, daß keine großen Ströme über Leitungsstücke fließen, die mit dem Eingang verbunden sind. Masseführung

Im Endeffekt haben NF-Masse und Lautsprechermasse einen gemeinsamen Fußpunkt.

Mir gefielen immer die 2SC3955 / 2SA1540 und die in F http://pdf.datasheet...ds_pdf_e/2SC3955.pdf

habe mal gesucht nach denen und finde die lediglich bei ebay zu echt gewöhnungsbedürftigen Preisen...

ne Fragen nebenbei: hab mal so nebenbei gesucht, ob es solche Kleinleistungstransistoren auch mit Klassifizierung zu kaufen gibt ( Also wie oben bei deinen mit der Klassifizierung F hfe min 160 oder so war es ). Aber nicht wirklich was nennenswertes gefunden ( Ebay ab und zu ).
Es ist nicht üblich die mit einer Klassifizerung zu verkaufen, oder gibt es doch Seiten die sowas verkaufen ?
Bzw kauft man sich einen Haufen und misst dann selber den hfe nach und mit zufall trifft man dann auf 2 stück die ca nen gleichen hfe haben mit >100.


Oszilloskop hab ich zur Verfügung. Zwar kein eigenes ( würd gern aber eins besitzen ), aber an der Uni habe ich freien Zugang zu einem Arbeitsraum. Demnächst kaufen wir für diesen auch nen digitales. Da stehen auch andere Sachen zum spielen , wie Frequenzgeneratoren.

Zur Masse: Danke On für die Seite, werde sie mir mal morgen durchlesen. Und ich zeichne mal auch bei nächsten Post auf, wie ich die Spannungs- und Masseverbindungen in der Endstufe gedacht hatte.

Aber hier noch was kurz zur CCS, so richtig ? Etwas frage ich mich: der Kollektorwiderstand von Q15, bzw Emitterwiderstand der DIFF stufe. Du schreibst, dass dieser nicht notwendig ist. Aber warum ? Müssen nicht am Emitter der DIFF stufe 600mV anliegen ? Und somit Ub - 600mV an der Stromquelle abfallen ?

edit: ha ! jetzt ists mal ordentlich groß und gut lesbar geworden
edit2: ohps! der R29 ist noch nicht korrekt, bzw hab den noch nicht ausgerechnet/dimensioniert

An den Emittoren von Q13 und Q14 liegen +ca 600mV im Bezug auf Masse an. Das ist das U-Niveau der Ube der beiden Transistoren. Die Basen liegen auf 0 V Potential. Erreicht wird das durch die Basis R nach Masse. Diese Widerstände müssen in ihrer Wertigkeit höher ausfallen, da sie den Rbe beeinflussen und wenn sie zu klein sind, verringert sich der Eingangswiderstand des Gebildes und man braucht viel Eingangstrom. Das soll aber nicht sein, um die vorangegangene Quelle nicht zu stark zu belasten.
Wenn also 30V+ Ub vorhanden sind, muß die Spannung bis zu den E der Transistoren um 29.4V verringert werden, sprich vernichtet werden.
Das kann man nun mittels einem R tun oder einem R + T oder Dioden oder was auch immer. Da aber das Spannungsniveau vorhanden ist nutz man es, um den Strom konstant zu halten, als "Pufferzone", eben als Konstantstromquelle.

In Deinem Schaltbild ist der Re der Diff-Stufe das komplette Gebilde aus R27, P2, Q15 und R28. Alle diese 4 Bauteile kann man als einen R betrachten.
Geht man ins Detail, dann ist der reine "Puffer" die CE Strecke des Q15, die mittels des Basisstromes auf Spannungsniveau gehalten wird, um den Strom konstant zu halten. Die beiden R`s, R27 + P2, wiederum sind die Re des Q15.
R28 ist im Detail betrachtet der Rc des Q15, über dem Spannung abfällt. Das macht man, wenn die Ub sehr hoch ist, bspw 70V und der Q15 nicht so stark belastet werden soll oder darf. R28 darf aber nicht übermäßig viel Spannung vernichten, weil sonst das gesamte Gebilde als Stromquelle zu viel Drift aufweist. Sie wird "weich".

Als extra Re für Q13 und Q14 kann jeder T noch 22...27R in den Emitterzweig verpasst bekommen. Das würde dann (in Grenzen) unterschiedliche Hfe etwas ausgleichen.

Als Transistoren für den Diff eignen sich hervorragend aus einem Chip geschnitzte Doppeltransistoren wie, bspw, der 2SA1349 BL oder 2SC3381 BL. Damit ist der Hfe gleich und die thermische Kopplung der beiden Diff - T ideal.

Eins noch generell:
Man kann diese SA / SC T verwenden, muß es aber nicht. Es geht auch mit BC und BD Typen. Es kommt halt drauf an, was Du eigentlich machen willst. Auch die I-Quelle für den Diff kann einfacher ausgelegt sein. Wenn es ein Verstärker mit hoher Grenzfreq. und hoher Stabilität werden soll, dann kann man vieles zusätzlich einfügen, muß es aber auch messen können, sonst bringt es nichts.

Die SA / SC hatte ich immer hier gekauft:
http://www.heho-elektronik.de/

Den 2SA1541 gibt es da, bspw.
Datenblatt ist hier: http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/sanyo/2SA1541.pdf

Emitterwiderstände der Diff-Stufe : Danke, hab ich verstanden

Als Transistoren für den Diff eignen sich hervorragend aus einem Chip geschnitzte Doppeltransistoren wie, bspw, der 2SA1349 BL oder 2SC3381 BL. Damit ist der Hfe gleich und die thermische Kopplung der beiden Diff - T ideal.

Das gleiche kann man aber auch erzielen durch eigenes matchen ( ob das so heißt und richtig geschrieben ist ) , also hfe messen eines jeden Transistors und dann ein gleiches Päärchen verwenden. ( Also viele kaufen und dann Paare raussuchen )
Aber die Doppeltransistor-Variante bleibt besser, weil sie noch thermisch gekoppelt ist ?

Man kann diese SA / SC T verwenden, muß es aber nicht. Es geht auch mit BC und BD Typen. Es kommt halt drauf an, was Du eigentlich machen willst. Auch die I-Quelle für den Diff kann einfacher ausgelegt sein. Wenn es ein Verstärker mit hoher Grenzfreq. und hoher Stabilität werden soll, dann kann man vieles zusätzlich einfügen, muß es aber auch messen können, sonst bringt es nichts.

Also ich wollte die wesentlich wichtigen Teile mit den SA / SC aufbauen , weil sie anscheinend besser sind. Andere Sachen wie KSQ will ich dann mit den Bc556b und Bc546b aufbauen. ( Da wird dann zu gegebener Zeit eine "Massen" Bestellung von diesen zwei Transistoren geben. Für evtl. kleinere Nebenbastlereien scheinen die mir sehr gut zu sein )
Die KSQ der Diff einfacher ? eigendlich dachte ich sie noch zu verbessern. Evlt Spannungsunabhängig ( hab ne Schaltung dazu im Elektronikkompendium gefunden ) oder Temperaturunabhängig.
Ich würde schon gerne soweit gehen, wie es mir möglich ist, bzw. noch sinnvoll ist. Ich meine, das teuerste an einer Endstufe sind Gehäuse, Elkos, Trafo, Leistungstransistoren und Platinen. Wenn man durch paar Cent mit ein paar Widerständen und Transistoren ( wie z.b. die I Quelle der Diff ) die Endstufe besser machen kann, dann will ich das auf jeden Fall tun.
Wie meinst das genau mit dem messen ?

edit: ups... moment, ich sollte evtl weiterlesen...

Zur Schaltung: Bin gerade dabei alles bissel umzuzeichen. Und da bin ich auf ne Sache gestoßen, die mir nicht klar ist: Wie wird die CompoundSchaltung den berechnet ? Warum werden die Endtransistoren nicht auf 600mV vorgespannt und wie berechnen sich die einzelnen Ströme ? Hier nen Beispiel ( hat nichts mit meiner Schaltung zu tun. hfe und so sind willkürlich mal ausgewählt )

2sa1349.pdf&dire=_toshiba

Das Datenblatt für 2SC3381 habe ich nicht gefunden.

Aber die Doppeltransistor-Variante bleibt besser, weil sie noch thermisch gekoppelt ist ?

So ist es, da ist ein Problem schon mal weniger. Der 2SC3381 ist teuer aber vermutlich auf Linearität gezüchtet. Es gab mal ein billigeres Fabrikat, wohl ein Plagiat. Man muß auch nicht übertreiben. Am Ende wird Klirren sicher kein Problem darstellen.
BC546B, BC547B kann man hemmungslos 100 Stück-weise kaufen.

Es ist wichtig, eine neue Schaltung so einfach wie möglich zu halten. Wenn das Gerät erstmal läuft, dann kann man in Ruhe eine zweite Version entwickeln und vergleichen. Bei der KSQ ist ein Ri von über 50kΩ nicht sinnvoll. Es gibt eine ganz Reihe von KSQ. Zu beachten sind die tatsächlichen Daten. Auf Verdacht für besser halten führt nicht zum gewünscheten Ergebnis. Standard ist die KSQ mit LED. Das ist das nonplusultra: 3KSQ8. Noch besser geht es nur mit TL431 in Verbindung mit LM393.

Wie wird die CompoundSchaltung den berechnet ? Warum werden die Endtransistoren nicht auf 600mV vorgespannt und wie berechnen sich die einzelnen Ströme ?

Die Comp. Schaltung berechnet sich genauso wie die Darlington. Das sprach ich vorhin schon an, die Endtransistoren werden im B/C- Betrieb gefahren, um den Emitterwiderstand zu sparen. Der müßte nämlich immer 0,33 Ω erreichen, um thermisches Hochlaufen zu verhindern. Bei den hohen Strömen verbrauchen sie sehr viel Leistung. Es hat schon Versuche gegeben, mit RC-Schaltungen das Problem zu umgehen, aber das war alles nicht ganz überzeugend. Wenn @Zucker s.o. sagt, daß keine Klirrprobleme auftreten, dann glaube ich das. Natürlich kann man immer noch untersuchen, ob duruch dieses Verfahren eine zusätzliche Nichlinearität ohne Gegenkopplung betrachtet, entsteht. Das würde ich aber hinterher machen, weil es wie gesagt, bislang die Lösung I. Wahl ist.

Der Ruhestrom wird nach U R39 eingestellt. Daraus ergeben sich die anderen Spannungen unter Berücksichtigung der UBE/ IC - Kennlinie. Die Ausgangsstufe läßt sich einfach isoliert aufbauen und messen.

Zum 2SC3381:

uäääh ... der 2SC3381 ist echt teuer... finde ihn auf ebay für 25 € / 2 Stück oder für 5€ aus hong Kong.

ich glaube da kaufe ich mir lieber mehr von den billigeren und matche die. Evlt auf der Platine dann nebeneinander setzten und mit wärmeleitpaste und nen kleines Stück isolierband thermisch koppeln


Schaltung & KSQ:

ich werde auch wahrscheinlich eine größere Anzahl an Bauteilen bestellen, als ich eigendlich brauche. Und dann dachte ich auf Steckboard erstmal simpel die Endstufe aufbauen. Schauen ob es überhaupt funktioniert und dann verbessern. Aber du bringst mich auf die Idee dann ein zweites zu nehmen und dort die gleiche Schaltung aufzubauen und die dann verbessern und den Unterschied messen.


Was haltet ihr nebenbei von dieser Einschaltverzögerung Primärseitig um den Einschaltstrom zu begrenzen ?



EDIT:

so , ich habe mal meine ganze Zeichnung auf Kopf gestellt und in meinem Projekt mehrere Zeichnungen angelegt. Somit hätte ich eine einzige Zeichnung für die Eingangsstufe und eine für die Ausgangsstufe und es bleibt übersichtlicher...
Habe mich drangemacht die Ausgangsstufe als Compoundstufe umzubauen. Hinzu kommt, dass ich den Spannungsverstärker nun 2x aufgebaut habe und dessen Transistoren in 2SC 3116 / 2SA 1248 gewechselt habe. Ich habe nämlich vom vorherigen 2SC 2682 nicht sein Komplement zum kaufen gefunden.

Hier jedenfalls die Schaltung. Passt alles soweit ?



Weiterhin:

Was für ne Breite nimmst du für deine Verstärker Zucker ? ich habe mal auf die schnelle in Eagle was zusammengebastelt, weil mit der Compoundschaltung 2 weiter Transistoren auf den Kühler kommen. Das blaue Polygon hat Maße von 250x100 ( mm ). Ich meine die obere Konstellation. Die Mittlere und Untere sind nur andere tests, bzgl anderen Transistoren

Noch kurz etwas zur reinen Verbundstufe, als Ergänzung zu ON`s Ausführungen anhand des Bildes aus Beitrag 29:

Der Basiswiderstand R37 soll bei leitendem Q20 sicherstellen, daß dieser nicht bei 500 ... 600mV Ube mit 10...30mA anfängt dahinzudümpeln. In der Region, wo er leitend wird, Ib aber noch gering ist, wird Q20 aufgrund der nichtlinearen Kennlinie (Übertragungswerte Ib > Ic) irgendetwas machen aber nicht ohne Klirr und "Verwurschtelungen" der Amplitude. Deshalb wird R37 so ausgelegt, daß ab 500 ... 600mV genügend Ib zur Verfügung steht. Dabei sind 100 ... 150 mA ein gut gewählter Wert, denn wenn die Basis von Q20 diese Stromwerte angeboten bekommt, dann wird der Ic so ziemlich linear zum Ib ausgegeben. Außerdem ist man nicht auf die exakte Öffnung bei einem exakten Ube Wert angewiesen und hat immer einen Puffer bei den immer gegebenen Differenzen der Ube und der dazugehörigen Kennlinie des Ic.
Wenn Du R37 so hoch wählst, daß 600mV als Ube zugrunde liegen, wird an der Ube Schwelle eben die Übertragung Ib > Ic nicht linear sein.
Das Wort "Linear" ist allerdings auch nicht ganz wahr, weil Linearität beim Transistor eigentlich nicht möglich ist, zumindest aber annähernd.

Wenn 400mV Ube als gegeben angesehen werden (ab 450...500mV wird Q20 wirklich leitend), dann liegt der Wert für R37 bei 100mA bei 4R (3.9R in der E Reihe). Wird bei 500mV Ube Q20 leitend, dann liegt der zur Verfügung stehende Ib schon bei ca 130mA, wird er erst bei 550mV leitend, dann ist der zur Verfügung stehende Ib schon auf 140mA gestiegen und dieser Strom ist für die Übertragung sehr gut geeignet.

Bis zum Zeitpunkt der Übernahme des Laststromes durch Q20 wird Q19 gefordert, auch an der Last. Diese Kopplung ermöglicht einen aalglatten Übergang vom 1. zum 2. Verbund T (Q19 > Q20) an die Last.
Man kann hier sogar noch experimentieren, R37 noch kleiner setzen und einen anfänglich noch größeren Laststrom über Q19 fließen lassen. So wäre auch 3.3R für R37 denkbar. In dem Fall muß man jedoch die Belastbarkeit von Q19 überprüfen, vorallem wenn mehrere Q20 // betrieben werden sollen.

Natürlich kann man auch in die andere Richtung experimentieren und R37 erhöhen, so das bspw. nur 60mA über ihn abfallen sollen. In dem Fall wird ein I-Ruhe durch Q20 sicherlich wieder erforderlich und die Belastbarkeit des R37 zu überprüfen sein.

Bei 3.9R für R37 ergibt sich aber auch noch ein anderer positiver Aspekt - R38 kann getrost auf 0.051R, ja sogar bis auf 0.01R sinken, da die Stromgegenkopplung ausreichend ist. Das wiederum führt zu einem sehr geringem RiL, immerhin haben wir fast nur den wahren RiL des Q20 zugegen + den des R38, da Q20 ohne Ubc Verlust des voranstehenden Q19 aufgesteuert wird, denn der hat auch nur seinen RiL auf der Uec Strecke zu vermelden.
Das alles macht diese Schaltung sehr Stromfest, was einen guten Dämpfungsfaktorwert zur Folge hat.
Werden mehrere Q20 // geschalten, sollte R38 wieder auf wenigstens 0.051R aufweisen, besser 0.1R, um die Selektierung etwas zu erleichtern.

Und es gibt noch einen sehr guten Aspekt - alle End T, Treiber und der Ruheströmling können unisoliert auf den Kühler montiert werden, was für die Wärmeübertragung von sehr großem Vorteil ist. Allerdings muß man den Kühler isoliert ins Gehäuse bringen.

R36 hab ich immer mit 400mV Ube Q20 + 600mV Ube Q19 bewertet, wobei ca 5mA fließen, also 200R.
Es geht aber auch niedriger, 68R. In dem Fall wird schon Q19 bei Öffnung ein Strom von 15...18mA angeboten. Auch hier ist es dasselbe wie oben bei Q20 - der Ib ist schon so hoch, daß eine saubere Übertragung zum Ic möglich ist.
Und für den Fall legt man R39 mit 30R aus und erhält eine gute Stromgegenkopplung für Q18 und hat dabei genügend "Luft" für die Vorspanne der beiden Treiber Q18 und Q ?.

Und da ein Plan anbei, wie man es machen kann.


Plan groß

Es geht auch größer und in SMD.


Plan groß

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Man kann die reine Endstufe natürlich auch in Kollektorschaltung, also als Emitterfolger ausführen. Vor einiger Zeit hatte mal ein Nutzer nachgefragt und wir haben dann übers Forum eine Endstufe gebaut. Der Plan dazu war dann folgender:



Plan groß

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Die Anordnung ist gut so, alle T`s sind auf dem Kühler gut plaziert. Die thermische Kopplung ist gewährleistet.

Bei mir 250mm x 95mm
Platine vom Plan in Beitrag 9

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Bsp. Einschaltverzögerung:


Plan groß

So, hab mir bisschen Zeit gegönnt zwischen dem Lernen um weiterzuarbeiten :

Was ich gemacht habe:

Endstufe:
- die Ströme in der Endstufe erhöht auf 120mA und 14mA -> Widerstände angepasst auf 3.6 Ohm und 75 Ohm
- Ruhestrom: R24 ( 25 ) auf 30 Ohm gesetzt wegen den höheren 14mA -> Vorspanne auf 2.04 V erhöht und 500 Ohm Poti durch 1K ersetzt
- Basis-Widerstände eingefügt
- globale Kopplung getrennt auf Treiber und Endtransistoren

Im nächsten Plan wird die Jumperbrücke J1 gezogen. In dem Fall werden nun die Widerstände R3 und R4 von der Mitte getrennt und die Basen der End-T können schneller ausgeräumt werden. Das hat einen geringeren Klirr zur Folge.

Eingangsstufe:
- symmetrische Diffstufe
- Stromspiegel
- Offset abgleich

joa , und halt noch die KSQ dazu negativ noch aufgebaut für die Diffstufe

Müsste jetzt soweit mit dem allgemeinen Aufbau fertig sein. Wenn alles soweit korrekt ist ( müsste eigendlich ) dann setzte ich mich dran an Schutzschaltung :
- Kurzschluss, Überhitzung, Gleichspannung, Einschaltverzögerung ( Plopschutz ) ( dürften alle sein )

Hier jedenfalls die Pläne von:

Endstufe



Eingangsstufe



Gesamtkonzept:

Mir fällt grad ein, dass du viel weiter Nördlich mal gefragt hast, wie sPlan-Schaltbilder kontrastscharf einzustellen sind:

Du gehst in "Datei", und da auf "Bitmap-Export". Dann taucht ein Fenster mit "Schieberegler" auf, und diesen Schieberegler schiebst du ganz nach rechts. Dann auf "OK", und du speicherst das Schaltbild in deinem normalen Fotobearbeitungs-Prog.

Da kannst du es dann bearbeiten, ohne das die Qualität und Lesbarkeit leidet.

Ist jedenfalls bei sPlan 4.0 so.

Hallo Mauby,

die Treiber von der Last zu trennen ist keine gute Sache, zumindest hier bei der Endstufenschaltung in Emitterschaltung nicht. Bei Emitterfolgern kann man das machen, weil sie anders gekoppelt sind. Hier ist es aber so, daß der Treiber im Verbund mit dem End - T ein Darlington ist und möglichst einen Laststrom übernehmen soll, damit der Übergang vom Treiber auf den End - T so fließend wie möglich erfolgt, also linear. Zudem ist das ganze Gebilde strommäßig fest in sich gekoppelt und gegengekoppelt.
Wenn Du nur die End - T an die Last bringst, dann müssen diese wiederum mit einem Ruhestrom versorgt, R38 anders bewertet werden, weil wir dann mit 600mV Ube rechnen müssen. Ansonsten würde im Kleinsignalverhalten ein erheblicher Klirr entstehen. Dabei wird aber die Basis, bzw. die Basen der End-T nicht genügend schnell ausgeräumt, weil der Strom wiederum zu gering ist und es müßte noch irgendwie ein R zwischen die beiden Kollektoren Treiber > End-T, sonst "schwimmt" Dir da einiges davon.
Beide Emitter R der Vortreiber müssen auch an die Last, um den Verbund der 3 Transistoren herzustellen., eine Phasenrückdrehung zu bewirken und die Gegenkopplung zu halten.
Die globale GK wird also wirklich von der "Mitte" abgenommen.

Die Stromspiegel im Diff sind ok, kann man so machen.

hoppala... da hab ich eine Verbindung nicht wieder hergestellt, die vor dem einbringen der Basiswiderstände da war... so sollte es eigendlich aussehen:

und so müsste es passen , oder ? weil die MJE15030iger ja mit 600mV vorgespannt sind und somit die klein Signale übernehmen. War nicht so gedacht, dass nur die MJL's an der Last hängen, sondern lediglich die 2Sc2690 getrennt werden.

aktualisiert:
so kann man es aber lassen und bringt einen geringeren Klirr mit sich, wenn ich K_1 und K_2 getrennt voneinander rückkopple ?!



2 Fragen:


-was bringt es den Spannungsverstärker als Darlingtonstufe aufzubauen und den Kollektor mit der Miller Kapazität gegen Masse zu führen ?

(zum bild unten: )
-ist das eine Schutzschaltung, die bei zu hoher Spannung von Uce die Basis des Spannungsverstärkers auf Ub zieht und somit sperrt ?

Du kannst versuchen R24 nur mit R25 zu verbinden und dort den 2. Weg der GK abzunehmen aber da hab ich doch Bedenken. Es wird wohl instabil werden, weil die Darlington`s dann über die CE Strecke der Q26, Q27 + der R24, R25 nicht fest gegengekoppelt sind und vermutlich "wegschwimmen". Mach halt auf die Platine ein Jumperbrücke und teste es.

-was bringt es den Spannungsverstärker als Darlingtonstufe aufzubauen und den Kollektor mit der Miller Kapazität gegen Masse zu führen ?

Das ist keine Darlingtonkombination, sondern einfach eine Kollektorschaltung mit nachgesetzter Emitterschaltung, wobei der 1. T nur den Hub von Ub+ bis fast Masse (negative Seite nur den Hub von fast Masse nach Ub-) mitmachen muß und nicht über das gesamte Spannungsniveau getrieben wird, wie das bei den nachfolgenden Spannungstreibern geschieht. Genaugenommen muß der 1. T nichtmal von Masse bis Ub- aussteuern, sondern praktisch nur zwischen den Grenzen seiner beiden R (Rc und Re), da der nachgesetzte Emitterschalter die U Verstärkung übernimmt.
Das hat zum Vorteil, daß praktisch VOR der gesamtspannungs V schon die Frequenz, na sagen wir, fast linearisiert und begrenzt wird und der Millereffekt hierbei positiv genutz wird. Von der Sache her bleibt die Kollektorspannung des 1. T fast gleich, was wiederum den Millereffekt fast eliminiert. Der eigentliche Spannungsverstärker kann dann ziemlich frequenzkorrigiert seinen Hub machen, um die Slew Rate wieder herzustellen, die bei einer normalen einfachen Spannungs V Stufe nicht mehr so gegeben ist, da die Lastbandbreite durch den Millereffekt begrenzt wird. Das verstärkte Signal wird praktisch dem Eingang nicht mehr so folgen können wie es sollte, weil es eben mit steigender Freq und noch schlimmer bei Freq.-gemischen, infolge der Umladezeiten bei wechselnden Amplituden bzw. sich innerhalb kürzester Zeit stark ändernder Amplituden abreißt oder fehlende Stücke einfach durch eine "Gerade" im Signalverlauf ersetzt werden oder einfach fehlen. Das wäre dann der Fall der klassischen Transintermodulationsverzerrung. Und um das zu vermeiden, besser zu verringern, kommt die Stufe vor den eigentlichen Spannungstreiber. Es wird also nicht nur über die gesamte Endstufe eine Gegenkopplung hergestellt (vom Ausgang auf den E- des Diff), sondern lokal eine Gegenkopplung verursacht, die den Frequenzgang korrigiert und somit das Bandbreitenprodukt wieder erhöht, also die Leistungsbandbreite ausschöpft, kurz gesagt, die Bandbreite im Nutzsektor so zeimlich glatt hält. Außerdem ergibt sich hieraus noch eine gute Sache zwischen Ausgangswiderstand der MK Stufe (klein) und dem Eingangswiderstand der Spannungsverstärkerstufe (groß). Zudem kann dann der GK C, in Deinem Fall C13 sehr klein gehalten werden, was wiederum sehr positiv auf das rückgekoppelte Signal hinsichtlich des Phasenversatzes einwirkt, der bleibt nämlich ziemlich klein, 10° oder so ähnlich geht zu machen. Das Gegenkopplungssignal erreicht also den E- Eingang des Diff nur ganz minimal verzögert zum Gegenkoppeln und verhilft damit der Stufe zu hoher Stabilität.

Man könnte für die Millersach auch eine Kaskodeschaltung verwenden, hat dann aber den Nachteil, daß der Aussteuerungsgrad nicht mehr erreicht wird, weil halt 2 T in Reihe liegen, die Spannung benötigen.

(zum bild unten: ) -ist das eine Schutzschaltung, die bei zu hoher Spannung von Uce die Basis des Spannungsverstärkers auf Ub zieht und somit sperrt ?

Das ist eine Schutzschaltung. Hier wird die Ube des T10 "festgehalten", wenn am Ausgang zu viel Strom fließt.
Nachfolgend ein Bsp für die Berechnung.
T10 ist dann im Bild T20, der rote T, T17 ist ein End-T, dessen tatsächliche SOAR damit überwacht wird. Die Werte sind als Bsp zu verstehen, da ein T niemals 13.4A eff, also 19A Ic abkann.

bevor ich weiter virtuell verbessere baue ich es erstmal auf Steckbrett auf.

Doch bevor hät ich noch nen paar Fragen:

- kann man den verstärker über das komplette Frequenzspektrum messen ?
- wie kann man die Rauschunterdrückung messen, bzw. allgemein was sollte man wie am Verstärker messen ?
- Was für ein max Pegel hat eigentlich der Pre-Out eines Receivers oder eines Vorverstärkers ? Sind die Pegel alle gleich und unterscheiden die sich stark von der Serie / Hersteller ? ( frage mich ob meine 700mV Eingangs-Max-Pegel richtig gewählt ist )
- woher kommt dein ganzes Wissen über Verstärker ? nach und nach mit der zeit , oder hast du bestimmte bücher/artikel gelesen ?
- ist LTSpice gut zum simulieren ?

zu meiner Bestellung:
-Trafos habe ich ja schon liegen.
-Siebelkos wollte ich diese hier nehmen : Elkos
-Widerstände, Kondensatoren + die Bc Transistoren sofern es sie dort gibt, kommen auch von derselben seite
-rest von reichelt.

Wird nen schönes sümmchen die kondensatoren + ne Menge MJL's zum matchen.

würdet ihr mir irgendwas abraten / raten bzgl. meiner Käufe ?

kann man den verstärker über das komplette Frequenzspektrum messen ?

Das kann man messen. Dazu braucht es einen ordentlichen Frequenzgenerator mit einstellbaren Festfreq. und einen Sweep, damit man das Spektrum von 20Hz bis 40Khz schnell durchfahren kann. Eine Klirrfaktormessbrücke, Oszi, Voltmeter, das auch über 1Khz Wechselspannung noch genau misst und keinen allzuhohen Innenwiderstand hat (100K und gut ist).

wie kann man die Rauschunterdrückung messen, bzw. allgemein was sollte man wie am Verstärker messen ?

Wenn der Eingang zu ist, also gen Masse gezogen, wird hinten etwas rauskommen, ganz 0 geht nicht. Auf dem Oszischirm sieht man das. Auch die Restwelligkeit der Ub kann man sehen (Ripple). Den Phasenversatz kann man mit einem 2 Strahl Oszi sehen, wenn man den einen Kanal am Eingang festmacht und den anderen am Ausgang. Je nachdem was Du für ein Oszi hast, wirst Du mittels Kästchen zählen und DIV Teiler den Versatz ablesen können. Das wäre für die globale Gegenkopplung ganz gut, weil man damit sieht, wann das rückgekoppelte Signal an der Basis des invertierenden T des Diff eintrifft. Damit kann man den GK Kondensator, bzw das ganze Gegenkopplungsnetzwerk etwas optimieren.
Die Verstärkung kann man so auch sehen, auch den Moment, wenn die Amplitude in den Clipp geht und ob das beide Seiten zur selben Zeit tun.
Man kann auch bei angehängter Last (Last R) die tatsächliche Leistung ablesen und wenn man zur Last noch C oder/und L dazusteckt, den Phasenversatz durch diese Bauteile. Das kommt dann schon einer realen komplexen Last sehr nahe.
Man kann messen, ob der Ausgang 0V Gleichspannungspotential führt, bzw diesen dann mittels Offsetsteller einjustieren.
Ruhestrommessung, auch unter zeitlichen und thermischen Aspekten. Dazu ein Kopfthermometer auf den Kühler und eins auf die End-T Köpfe und anhand von Strommessung über den Re beobachten, ob alles im Rahmen bleibt.

Was für ein max Pegel hat eigentlich der Pre-Out eines Receivers oder eines Vorverstärkers ? Sind die Pegel alle gleich und unterscheiden die sich stark von der Serie / Hersteller ? ( frage mich ob meine 700mV Eingangs-Max-Pegel richtig gewählt ist )

DAS ist die Frage überhaupt.
Normalerweise (was ist schon normal) sollte ein NF Signal für die Weiterverarbeitung 775mV~eff aufweisen, also 0dbv, besser noch 0dbu, das wäre dann der absolute Pegel, genormt auf 600R.
Bei sym Signalverarbeitung gibt es 2 gegenläufige Amplituden (nicht Phasenversetzt !), die 1.55V~eff zueinander ausweisen, also +6dbv.

Du kannst, bzw. solltest, von hinten an die Sache herangehen. Wenn hinten 50V~eff rauskommen sollen und vorne 775mV~eff Ue da sind, dann muß die GK so ausgelegt werden, daß eine V von 50 / 0.775 + 1 erreicht wird, also 65.5. Nimmt man nun die beiden R der GK, so müßte der Längs R, also der vom Ausgang auf die Basis des 2. Diff T zurückführt bspw. 65.5K aufweisen und der Fußpunkt R, also der, der auf Masse von dem Knotenpunkt Längs R / B 2. Diff führt, 1K.
Und genau da kommen die Probleme. Bei einer derartig hohen V kann die gesamte Endstufe sehr schnell Dinge tun, die man nicht will. Aufschaukeln in bestimmten Freq-bereichen, Signalabreißen (TIM), Amplitudenverzerrungen (Klirr) usw. Außerdem wird man bei dem hohen Wert des Längs R mit dem // C für die obere Grenzfreq. Probleme hinsichtlich seiner Wertigkeit bekommen.
Also V runter, dafür die Stufe stabiler und am Eingang mittels VV mehr Signal zur Verfügung stellen. Die Leistungsendstufe ist für die Leistung da !

woher kommt dein ganzes Wissen über Verstärker ? nach und nach mit der zeit , oder hast du bestimmte bücher/artikel gelesen ?

Reines Interesse, lesen, Praxis und da gibt es immer wieder einen, der noch mehr weiß.

ist LTSpice gut zum simulieren ?

Es ist eine Hilfe, keinesfalls aber eine praxisnahe, denn es fehlen die äußeren Einflüsse (Temperatur, Bauteilstreuungen, Leiterzüge, Kapazitäten usw) Man kann zwar den Bauteilen in der Bibliothek vieles einstellen aber das ist dann fest, also ändert sich nicht wärend der Simulation.
Ich muß immer ein bissel schmunzeln, wenn so aalglatte Frequenzverläufe gepostet werden - das geht in der Praxis einfach nicht.

Siebelkos wollte ich diese hier nehmen : Elkos

An der Sache mit den Elkos erhitzen sich oft die Gemüter.
Meine Erfahrung dazu - keine Klopper mit 22mF, sondern mehrere kleine, also 2 oder 3 mit 6.8mF. In dem Moment wo der Elko geladen wird, muß ein Widerstand des Elkos überwunden werden. Hat man 3 Elkos //, dann wird sich auch dieser R 3teln. Für einen kurzen Moment braucht es zwar mehr Strom zum Laden aber die Zeit ist kürzer, als wenn ein 22mF geladen werden soll. Der Strom auf der Ladeseite ist vorhanden und wird für den Moment nicht für die Last benötigt, vorausgesetzt, der Trafo hat genügend zur Verfügung.
Sieh Dir mal beim großen C die Bst Nr. 446225 an, 4.7mF / 63V / 105°C für 4.04€, davon 3 pro Seite (die knapp 15mF reichen) und die liegst immer noch unter dem Preis und hast sogar 105° Typen mit Snap In. Die BC`s sind zwar gut aber schwerlich auf der Platine aufzusetzen. Es gibt aber auch Becherelkos von BC, die haben 4 normale Lötstifte (2 nur als Stütze).

Hast Du Dich mal mit der HEHO Seite befasst, die ich viel weiter oben gepostet habe? Da hat es einiges an T`s für vernünftige Preise.
Die R´s im 100derter Pack für 1.65€ sind ok.
Man muß halt immer ein bissel suchen.

zum messen: okay, das zu seiner zeit wenn die Endstufe aufgebaut ist...

zum Eingangspegel: wenn dem so ist , werde ich bestimmt noch nen VV vorne dran setzen. Welchen OpV würdest du vorschlagen ?

zu Ltspice: hab mich mal drangesetzt und die Endstufe dort aufgebaut. Und ich werds lassen dort was zu machen. Ich bekomme die Kriese mit diesem Programm, komme gar nicht klar. Ich "simuliere" dann lieber im realen Leben...

zu den Elkos: Ja, ich hatte am Anfang des Projektes schon mal dran gedacht unzählige kleine 1-2mF Kondensatoren zu benutzen, jedoch 2 Punkte:
- wenn ich Elkos zum löten nehmen würde, dann müsste ich eine zweite Platine fertigen lassen -> Preis geht nach oben
- wenn ich die Elkos mit Schraubanschlüssen nehme, dann wollt ich die entsprechenden Anschlüsse der Elkos mit einer Kupferschiene miteinander verbinden

ne weitere Frage:
hab mir mal folgenden beitrag zu Gemüte geführt. Netzteil Elkos
da geht es darum wie groß die Elkos sein sollten.
Der schluss der am Anfang gezogen wird, dass größere Elkos schwierigkeiten bereiten, wenn man sie in eine fertige Verstärkerkette einfügt ist mir klar.

Nun hab ich ja einen relativ potenten Trafo mit 500VA für eine 100VA Endstufe , daher könnte ich die Elkos schon ein wenig größer wählen um die Restwelligkeit zu drücken um erst ein weniger später ins clippen zu kommen.

ich geh mal von hinten nach vorne :

20Veff sollen bei 5Aeff 100VAeff am Lautsprecher bringen.

in Gleichstrom: 28,3V & 7,07A
Wenn der Transistor 1V Vce behalten soll für eine pufferzone und bei 0,25 * 7,07 A an jedem Emitterwiderstände 0,177 V abfallen
so müsste also ich eine Versorgungsspannung von min. 28,3 V + 1V + 0,177 V = 29,477 V -> ca 30V bereitstellen

jetzt von netz richtung verstärker:

25V hat mein Trafo

für 10% Netzschwankung und 700mV Drop bei den Dioden nach der Gleichrichtung:
( 25V * 0,9 - 2 * 0,7V ) * sqrt(2) = 29,84 V
demnach dürfte ich also höchstens einen Rippel von 360mV haben was 7,07 A * 0,01 / 360mV = 196mF bedeuten würde

wenn man die Netzschwankung vernachlässigt:
( 25V - 1,4V ) *sqrt(2) = 33,375V
also ein Rippel von höchstens ca 3,9V und damit eine Kapazität von 7,07A * 0,01 / 3,9V = 18mF

Meine Frage nun:
Wie berechne ich die maximale Kapazität, die mein Trafo noch "versorgen" kann ?

Ich habe mal 15mF "simuliert" , obwohl ich das programm nicht mag. Es sollen laut Simulation beim Laden der Kondensatoren ca 80A fließen.
roter Graph: Strom durch die Quelle V1
grüßer Graph : Spannung an der Last
blaue Graphen: Netzspannung

Lad doch mal bitte die Simulationsdatei hoch!

Btw. :

http://www.hifi-foru...read=9973&postID=4#4

Einfach mal mit realen Bauteilen simulieren. Der Quelle kannst du durchaus mal 100 mOhm Serienwiderstand verpassen und bei den Kondensatoren machen sich z.B 20 mOhm recht gut.

mh, danke für die buchvorschläge

hier die datei: Download

wenn ich der quelle 100mOhm verpasse, dann sieht es schon besser aus mit dem max ladestrom: die kondensatoren waren schon "reell" mit 33mOhm

Zu den Elkos: 15% Restbrumm ist wirtschaftlich. ein bißchen weniger macht sicher auch nichts.

ElkoberechnungGrundlagen

Zur Verbindung der Elkos reichen wahrscheinlich auch Alubleche. Das sieht dann einheitlicher mit dem Gehäuse aus.

Als OPV gehen z.B. RC4558. Baust du den VV mit ein oder extra?

Die Netzschwankung kannst Du mit den Ladeelkos nicht ausgleichen. Wenn die zugeführte Netzspannung ihr Niveau nicht erreicht, wird der Trafo die Sekundärspannung auch nicht erreichen, ergo kann der Ladeelko nicht auf das vorgesehene Niveau gebracht werden. Wenn vorn 10V fehlen, dann fehlen die auch im Übertragungsverhältnis nach dem Trafo. Wenn vorn 10V zuviel sind, geht es hinten auch höher.
Um das konstant zu halten, müßte eine 2. Endstufe nur für die Betriebsspannung her, in Form einer Konstantspannungsquelle, die auch den geforderten Strom zur Verfügung stellt - kann man machen, ist aber ein Nonsens.
Die Ripplespannung, um die es hier ging, sollte man eher Brummspannung oder Welligkeitsspannung (Ubr) nennen und die kann man fast glatt bekommen.

Die 30V Ub+ und 30V Ub- sind für die 20V~eff ok, 32V wären fast ganz genau.



Das ist mal eine Skizze einer 1 Weg Schaltung (D2 kann man außer Acht lassen). Die Halbwellen werden aller 2 pi durchgelassen, die negativen Halbwellen sind nicht da, weil D1 sperrt. Bei der Brückenschaltung würde dann zwischen den gezeichneten Halbwellen auch die von der negativen Seite gekippt nach oben erscheinen, so das dann aller 1pi eine Halbwelle vorhanden ist.
Entscheidend für die Ubr ist die orange Dachschrägenlinie. Der Mittelwert Ua mit ist der anzustrebende, Ua min ist die minimalste U Versorgung bei Belastung, Ua max die maximalste bei Nichtbelastung, Us als Spitzenwert so nicht zu verwenden.
Damit diese Ubr so nahe wie möglich an den Mittelwert kommt, ist der Lade C eingebaut. Er lädt sich halt im unbelasteten Zustand auf und gibt im belasteten Zustand ab. Im groben Sinne ist der Lade C also eine Art Spannungs / Stromquelle die ihrerseits auch einen Puffer braucht, um die Welligkeit weiter zu veringern. Der Ladestrom für den C fließt nur zwischen den beiden Stromflußwinkeln Alhpa - und Alpha + und dieser Wert hängt von der Belastung der aktiven Stromquelle (hier der Trafo) ab.
Der maximale Ladestrom für die C fließt im Moment der Netzzuführung, weil die C da leer sind. Das ist auch der Grund, weshalb bei PA Endstufen oftmals die Sicherungen im Haus fallen (natürlich auch durch die Belastung des Netzes durch den Trafo als Widerstand selber). Im eingeschwungenem Zustand wird kein C leer werden, da er ständig nachgeladen wird.

Ein Bsp zur Berechnung und Dimmensionierung ist unten angegeben.



Allgemein sagt man, pro 1A sollen 1000µF eingesetzt werden. Erschwerend kommt allerdings hinzu, daß wir es bei einer Endstufe nicht mit einem sinusförmigen Signal zu tun haben. Daraus ergibt sich die Unsymmetrie der Belastung der Stromquelle und die Abweichungen im Stromflußwinkel. Es wäre ein Nonses das ganze Gebilde für jeden Fall der Belastung auszurechnen, mE auch völlig überflüssig. Der Effektivstrom der sek Trafowicklung kann bei einer Brückengleichrichtung von 2.35 bis 1.57 so ziemlich alle Werte annehmen, wenn der Stromflußwinkel zwischen 40° und 90° beträgt.

Bin etwas weiter gekommen. ( Nicht sehr viel Zeit momentan )
Aber wenn ich freie Zeit abens habe, setze ich mich hier dran und mache weiter.

Demnächst ist eine Bestellung geplant, wenn ich soweit mit einer guten Grundschaltung in der theoretischen Dimensionierung fertig bin. Dann werde ich sie mal aufbauen und testen/messen.

Zu dem gemachten:

Spannungsverstärker 'verbessert'
Eingangsverstärker, der die Diffspannung auf 2.8V hochzieht

nur kommt mir der Diff-Strom ein wenig komisch vor. Du sagtest normal sind 2-3mA.

Mit einem Strom von 2.5mA durch meinen Q28 und einem hfe von 90 bräuchte ich einen BasisStrom von ca 30µA. Multipliziert mit x10 und x2 für die Differenzstufe ergibt einen strom von 600µA.

1.Das ist bisschen wenig , oder hab ich was falsch berechnet ?
2.Ist so der Spannungsverstärker richtig ? Bzw wie viel Spannung sollte an dem Rc vom Q28 abfallen ?
3. Irgendwas beim Eingangsverstärker zu verbessern ?

Power Stage:


Input Stage: ( ist noch nicht fertig . Rückkopplung muss noch angepasst werden und die Diffstufe + die KSQ )