Audiophiler Class-D Verstärker

@Tillg

Vielen Dank für den Hinweis auf den "blöden Fehler" bei der Ansteuerung des Limiters. Wird umgehend geändert.

Wenn hier die Strombegrenzung nicht sicher wäre, wäre sie das auch nicht beim IRF-Hysteresewandler, wo die Strombegrenzung "nur" in der Plus-Leitung liegt.

Ansonsten stellt diese sehr kleine und anreihbare Platine nur eine Alternative dar, hauptsächlich konzipiert für Multikanal-Systeme. Dabei wäre es auch "Multiverschwendung", wenn jeder Kanal seine eigenen Spannungswandler hätte.

@Tillg

Wegen deiner Frage zur Schaltplan-Layout-Reihenfolge gehe ich mal davon aus, dass es bei "Eagle" immer noch keinen brauchbaren "Netlist-Editor" gibt.

"Netlist-Editor"? Wofür soll der gut sein?

@Tillg

Einen Netlist Editor weiß man erst richtig zu schätzen, wenn man ihn hat und ihn bedienen kann, deshalb ist diese Frage jetzt nicht leicht zu beantworten.

Bei Multisim/Ultiboard hat man als kreativer Entwickler jederzeit die Möglichkeit, beliebige Änderungen von jeder Ebene aus in jede andere Ebene hinein durchzuführen, die dann je nach Einstellung manuell oder automatisch wieder auf jede Ebene übertragen werden können.

Wenn man beispielsweise beim zeichnen des Platinenlayouts feststellt, dass sich eine Leiterbahn besser als Fühlerwiderstand eignet, läßt sich mit dem Netlist Editor auf der Layout-Ebene die Netzliste dafür beliebig abändern. Das geht schneller, als erst zum Schaltplan zu wechseln, die Änderung dort durchzuführen und dann die neue Netzliste wieder zu übertragen.

Ein anderes Beispiel: Wenn man im Layout die Gehäusebauform eines Bauteiles ändert, kann z.B. das alte Bauteil die Pinbezeichnungen "A" und "C" haben, das neue aber "A" und "K" ( Diode aus einem europäischen Bauteilverzeichnis ). Dann kann man im Layout-Modus die Pinzuordnung zur Netzliste umbenennen, was wieder Zeit spart.

Dabei legt Ultiboard für jede Platine ein eigenes Bauteilverzeichnis an, um Systemkonflikte zu vermeiden.

Hier ist das berichtigte Layout mit richtiger Ansteuerung des Limiters:

http://img106.echo.c...board7sodfa015tq.jpg

Sorry, da ist wohl was verrutscht ( ich hasse dieses Internet-Gefriemel ).

Hier also das berichtigte Layout:

http://img223.echo.cx/img223/1832/ultiboard7sodfa012jr.jpg

Der Vollständigkeit halber noch der korrigierte Schaltplan:

http://img256.echo.cx/img256/3833/sodfa01ms74ac.jpg

@ Zucker

Warn lieb gemeinter Spruch zum Vatertag, keine Beleidigung.

Ich habe mal mit der folgenden Schaltung gespielt. Sie sieht etwas chaotisch aus, was daran liegt, dass ich während verschiedendster Simulationen sehr viel daran geändert habe, aber man kann sicher dran erkennen, was ich alles ausprobiert habe:

http://img120.echo.cx/img120/3870/sodfatrasc4kj.jpg

R7 an Ur > SODFA

R7 an Ausgang von U3 > Hysteresewandler

Die Totzeit wird mit C1/C2 eingestellt, der Widerstand der Schaltstufe mit R4/R14.

Mit der Analyse der Ausgangs-Rechteckspannung ( Ur ) und der Dreieckspannung am Ausgang von U2 ( Ud ) kann man wahrscheinlich Jahre verbringen, ohne einen prinzipiellen Unterschied zwischen Hysterese-Wandler und SODFA herauszuarbeiten.

Die transiente Analyse ergibt mal hier und mal da ein "Oberwellchen" mehr oder weniger, aber fundierte Aussagen über die zu erwartende Signalübertragungsqualität im Audiobereich sind damit schwerlich zu treffen.

Aufschlußreich ist eine ganz andere Analyse, die bei der Simulation keine schönen bunten Bildchen mit "interessanten" Signalkurven, sondern nur drei nüchterne Zahlen ergibt:

Die "DC small signal transfer function".

Dabei liegt eine Spannungsquelle ( V1 ) mit Innenwiderstand Null am Signaleingang und es wird durch minimale Variation von V1 die Übertragungsfunktion ( Ua/Ue - 1 ), der Eingangswiderstand, den V1 sieht und der Ausgangswiderstand des Verstärkers ermittelt.

Als Referenz diente ein einzelner LT1360 als einfacher invertierender Verstärker geschaltet mit Eingangs-R = 1k3, Gegenkopplung 4k7 und R_L = 1k, wie auch beim gezeigten PWM-Verstärker.

Ein einzelner LT1360 zeigt dabei einen Ausgangswiderstand von 0.0201Ohm.

Der Hysteresewandler kommt auf 0.1201Ohm.

Das war in etwa zu erwarten, denn er sollte nicht besser sein, als ein einzelner LT1360.

Bei Vergrößerung der Tastlücke ( C1/C2 bis 1n0 ) bleibt der Ausgangswiderstand konstant.

Bei Vergrößerung von R4/R14 auf 330R/1k0 vergrößert sich der Ausgangswiderstand um 5%/15.6%.

Ein Hysteresewandler hat den Lautsprecher also nicht sehr gut unter Kontrolle, auch wenn in der Realität niemand MOSFETs mit einem R_DSon von 4Ohm nehmen würde.

Jetzt kommt der Hammer:

Wir legen R7 an Ur und haben damit einen SODFA.

Der Ausgangswiderstand sinkt auf 0.000934Ohm!!!!!

Das ist über 20mal besser, als bei einem einzelnen LT1360!!

Eine Vergrößerung von C1/C2 hat wieder absolut keinen Einfluß auf den Ausgangswiderstand.

Eine Vergrößerung von R4/R14 bis auf 1k zeigt jetzt auch keinen negativen Effekt! - Im Gegenteil: Der Ausgangswiderstand sinkt sogar leicht um etwa -1.3%.

Das ist der Grund, weshalb mich damals Mister "Hektiker" etwas verwirrt hat. In seinen wirren Überlegungen steckte ein Körnchen Wahrheit: Ein SODFA hat einen ganz leicht negativen differentiellen Ausgangswiderstand, der aber insgesamt so minimal ist, dass er den Lautsprecher absolut unter Kontrolle hat.

Der R_DC der Ausgangsdrossel addiert sich natürlich in der Realität zum Ausgangswiderstand eines SODFA. Dabei handelt es sich aber um eine Größe, die im Audiobereich absolut keine nichtlinearen Verzerrungen erzeugt, zumindest wenn man von einer geschirmten Luftspule ausgeht.

@Beobachter

Die asc.-Datei könntest du hier einstellen ... ?
Danke !

PS: wie wäre es, direkt mit Mosfetmodellen zu simulieren ?

@gegentakt

Es ging mir nicht darum, einen realen SODFA möglichst genau zu simulieren, sondern den Unterschied im Verhalten des Prinzips "Hysterese-Wandler" zum Prinzip "SODFA" herauszuarbeiten.

Ich habe zwar etliche MOSFET-Modelle, es fehlt mir aber ein Modell für einen brauchbaren Treiber. Einen schnellen Treiber mit Einzelkomponenten zu kreieren, war mir zu aufwändig.

Sicher ist der Absolutwert des Ausgangswiderstandes meines simulierten SODFA wenig aussagekräftig, aber in Relation zum simulierten Hysterese-Wandler bei gleichen Vorraussetzungen, erkennt man wohl deutlich die grundsätzliche Überlegenheit des SODFA-Prinzips.

Wie man eine .asc-Datei hier ins Forum gefriemelt bekommt, weiß ich als Internet-Neuling ohne eigenen Webspace leider noch nicht.

Es wäre aber sicher interessant, wenn jemand diese Simulationsanregung aufgreifen würde, um ein realitätsnäheres Modell eines SODFA zu entwerfen. Fertig dimensionierte Beispielschaltungen gibt es ja mittlerweile genug in diesem Thread.

@Beobachter

"Es ging mir nicht darum, einen realen SODFA möglichst genau zu simulieren, sondern den Unterschied im Verhalten des Prinzips "Hysterese-Wandler" zum Prinzip "SODFA" herauszuarbeiten."

Ok, das mache ich schon die ganze Zeit ...

"Ich habe zwar etliche MOSFET-Modelle, es fehlt mir aber ein Modell für einen brauchbaren Treiber. Einen schnellen Treiber mit Einzelkomponenten zu kreieren, war mir zu aufwändig."

Eine Lösung bestünde darin, daß das jemand anderes macht, die andere mal bei IR oder ON nachzuforschen, die haben ja eine recht große Palette derartiger Schaltungen.

"Sicher ist der Absolutwert des Ausgangswiderstandes meines simulierten SODFA wenig aussagekräftig, aber in Relation zum simulierten Hysterese-Wandler bei gleichen Vorraussetzungen, erkennt man wohl deutlich die grundsätzliche Überlegenheit des SODFA-Prinzips."

Schaun wir doch mal. Es gäbe ja noch andere Parameter zu veranschaulichen, z.B. das Verhalten bei Lastwechseln. Oder Fourieranalysen.

"Wie man eine .asc-Datei hier ins Forum gefriemelt bekommt, weiß ich als Internet-Neuling ohne eigenen Webspace leider noch nicht."

Sehr einfach: den Inhalt der .asc-Datei per Strg+C kopieren und als Text per Strg+V hier einstellen.

"Es wäre aber sicher interessant, wenn jemand diese Simulationsanregung aufgreifen würde, um ein realitätsnäheres Modell eines SODFA zu entwerfen. Fertig dimensionierte Beispielschaltungen gibt es ja mittlerweile genug in diesem Thread."

Jo, fänd' ich persönlich spannend. Damit liese sich vorab einiges durchspielen und mit den gemessenen Werten am Objekt vergleichen. Zu Letzterem hatte ich bereits eine diesbezügliche Bitte geäußert.

"Ok, das mache ich schon die ganze Zeit ..."

Und was ist dabei herausgekommen?


"Zu Letzterem hatte ich bereits eine diesbezügliche Bitte geäußert."

Wenn das Schaltungsprinzip stimmig ist und mein Oszilloskop anzeigt, dass die praktische Umsetzung gelungen ist, habe ich schon keine Lust mehr auf einen Messmarathon.

Wenn auch der Klang OK ist, überlasse ich die ersten Messungen gern den Vertragslabors der testenden Fachpresse. Die freuen sich immer, wenn sie etwas als Erste messen können und nicht nur bereits Gemessenes bestätigen oder zum Ärger Aller widerlegen müssen.

Das mag ja eine ungewöhnliche Vorgehensweise sein, hab ich aber noch nie anders gemacht, hat immer funktioniert und ist bis jetzt immer ein "Testsieger" dabei herausgekommen.

Laß' doch einfach mal unmaßgebliche Dritte und diesbezügliche Tests und eigene Einschätzungen außen vor, im Rahmen des Forums interessiert das doch niemand.
Ich würde einfach gerne ein paar "neuralgische" Punkte auf dem Oszi sehen und mit meinen Simus vergleichen.

Dazu wäre mir auch deine .asc-Datei eine Hilfe, umgekehrt gilt das doch sicherlich auch ?!

PS: ich fand "das Körnchen Wahrheit" des "Mr. Hektiker" recht deutlich sichtbar, schade, daß er sich insgesamt dermaßen disqualifizieren mußte. Aber wir sollten Schwamm drüber die Hand zur Versöhnung ausstrecken, seine Fähigkeiten wüßte ich persönlich zu schätzen.

Version 4
SHEET 1 1724 816
WIRE -704 320 -704 304
WIRE -672 144 -672 48
WIRE -672 304 -704 304
WIRE -672 304 -672 224
WIRE -672 416 -672 304
WIRE -672 592 -672 496
WIRE -640 304 -672 304
WIRE -544 -144 -544 -160
WIRE -544 -32 -544 -80
WIRE -544 304 -560 304
WIRE -528 304 -544 304
WIRE -528 416 -528 368
WIRE -528 512 -528 480
WIRE -432 368 -528 368
WIRE -432 368 -432 336
WIRE -432 416 -432 368
WIRE -432 512 -528 512
WIRE -432 512 -432 496
WIRE -432 544 -432 512
WIRE -416 -272 -416 -304
WIRE -416 -160 -544 -160
WIRE -416 -160 -416 -192
WIRE -416 -80 -416 -160
WIRE -416 80 -416 0
WIRE -416 304 -448 304
WIRE -416 304 -416 80
WIRE -400 304 -416 304
WIRE -400 336 -432 336
WIRE -368 48 -672 48
WIRE -368 288 -368 48
WIRE -368 592 -672 592
WIRE -368 592 -368 352
WIRE -288 80 -416 80
WIRE -288 176 -288 144
WIRE -288 208 -288 176
WIRE -288 320 -336 320
WIRE -288 320 -288 272
WIRE -256 16 -256 0
WIRE -256 320 -288 320
WIRE -224 0 -256 0
WIRE -224 80 -224 0
WIRE -224 176 -288 176
WIRE -224 176 -224 160
WIRE -160 -304 -416 -304
WIRE -160 16 -160 -304
WIRE -160 320 -176 320
WIRE -160 320 -160 240
WIRE -160 336 -160 320
WIRE -96 304 -128 304
WIRE -96 336 -160 336
WIRE -64 48 -368 48
WIRE -64 288 -64 48
WIRE -64 592 -368 592
WIRE -64 592 -64 352
WIRE -16 160 -160 160
WIRE -16 208 -16 160
WIRE -16 320 -32 320
WIRE -16 320 -16 208
WIRE 0 320 -16 320
WIRE 16 208 -16 208
WIRE 96 208 80 208
WIRE 96 320 80 320
WIRE 96 320 96 208
WIRE 96 336 96 320
WIRE 96 384 96 336
WIRE 96 480 96 448
WIRE 112 304 112 256
WIRE 128 304 112 304
WIRE 128 336 96 336
WIRE 160 48 -64 48
WIRE 160 288 160 48
WIRE 160 592 -64 592
WIRE 160 592 160 352
WIRE 208 256 112 256
WIRE 208 320 192 320
WIRE 208 320 208 256
WIRE 224 320 208 320
WIRE 336 320 304 320
WIRE 336 336 336 320
WIRE 336 368 336 336
WIRE 336 464 336 448
WIRE 416 304 384 304
WIRE 416 336 336 336
WIRE 448 48 160 48
WIRE 448 288 448 48
WIRE 448 592 160 592
WIRE 448 592 448 352
WIRE 496 320 480 320
WIRE 496 320 496 128
WIRE 496 464 336 464
WIRE 496 464 496 320
WIRE 544 160 -16 160
WIRE 544 224 544 160
WIRE 544 320 544 224
WIRE 560 320 544 320
WIRE 576 224 544 224
WIRE 656 224 640 224
WIRE 656 320 640 320
WIRE 656 320 656 224
WIRE 656 336 656 320
WIRE 656 384 656 336
WIRE 656 480 656 448
WIRE 672 304 672 256
WIRE 688 304 672 304
WIRE 688 336 656 336
WIRE 720 48 448 48
WIRE 720 288 720 48
WIRE 720 592 448 592
WIRE 720 592 720 352
WIRE 768 256 672 256
WIRE 768 320 752 320
WIRE 768 320 768 256
WIRE 784 320 768 320
WIRE 880 320 864 320
WIRE 880 336 880 320
WIRE 880 368 880 336
WIRE 880 464 880 448
WIRE 928 304 896 304
WIRE 928 336 880 336
WIRE 960 48 720 48
WIRE 960 288 960 48
WIRE 960 592 720 592
WIRE 960 592 960 352
WIRE 1056 320 992 320
WIRE 1056 464 880 464
WIRE 1056 464 1056 320
WIRE 1056 512 1056 464
WIRE 1088 128 496 128
WIRE 1088 512 1056 512
WIRE 1152 48 960 48
WIRE 1152 80 1152 48
WIRE 1152 208 1152 176
WIRE 1152 320 1152 288
WIRE 1152 352 1152 320
WIRE 1152 464 1152 432
WIRE 1152 592 960 592
WIRE 1152 592 1152 560
WIRE 1296 16 -160 16
WIRE 1296 320 1152 320
WIRE 1296 320 1296 16
WIRE 1296 352 1296 320
WIRE 1296 480 1296 432
WIRE 1360 320 1296 320
WIRE 1472 320 1440 320
WIRE 1472 352 1472 320
WIRE 1472 480 1472 416
WIRE 1552 320 1472 320
WIRE 1552 352 1552 320
WIRE 1552 480 1552 432
FLAG 1296 480 0
FLAG -432 544 0
FLAG -704 320 0
FLAG 1296 16 Ur
FLAG -288 320 Ud
FLAG 1472 480 0
FLAG 1552 480 0
FLAG 1552 320 Ua
FLAG -544 304 Ue
FLAG -128 304 0
FLAG 96 480 0
FLAG 384 304 0
FLAG 656 480 0
FLAG 896 304 0
FLAG -256 16 0
FLAG -544 -32 0
SYMBOL res 1280 336 R0
SYMATTR InstName R5
SYMATTR Value 1000k
SYMBOL res -160 304 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 1.3k
SYMBOL res -176 144 R0
SYMATTR InstName R7
SYMATTR Value 4.7k
SYMBOL res -432 -96 R0
SYMATTR InstName R8
SYMATTR Value 4.7k
SYMBOL res -432 288 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R9
SYMATTR Value 1.3k
SYMBOL Opamps\\LT1360 -368 256 R0
SYMATTR InstName U2
SYMBOL cap -272 272 R180
WINDOW 0 24 64 Left 0
WINDOW 3 24 8 Left 0
SYMATTR InstName C3
SYMATTR Value 1n
SYMBOL voltage -544 304 R90
WINDOW 0 -32 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
WINDOW 123 60 56 VTop 0
WINDOW 39 60 56 VTop 0
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value SINE(0 1 1000)
SYMATTR SpiceLine Rser=0
SYMBOL voltage -672 128 R0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value 12
SYMBOL voltage -672 400 R0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value 12
SYMBOL ind 1456 304 R90
WINDOW 0 5 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName L1
SYMATTR Value 5.3m
SYMBOL cap 1456 352 R0
SYMATTR InstName C4
SYMATTR Value 3n
SYMBOL res 1536 336 R0
SYMATTR InstName R10
SYMATTR Value 1k
SYMBOL Opamps\\LT1360 -64 256 R0
SYMATTR InstName U3
SYMBOL res -16 336 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 0 56 VBottom 0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 1k
SYMBOL cap 80 384 R0
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 10p
SYMBOL Opamps\\LT1360 160 256 R0
SYMATTR InstName U1
SYMBOL Opamps\\LT1360 448 256 R0
SYMATTR InstName U4
SYMBOL res 208 336 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 0 56 VBottom 0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 1k
SYMBOL res 320 352 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 10k
SYMBOL Opamps\\LT1360 720 256 R0
SYMATTR InstName U5
SYMBOL Opamps\\LT1360 960 256 R0
SYMATTR InstName U6
SYMBOL diode 80 192 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 0
WINDOW 3 32 32 VTop 0
SYMATTR InstName D3
SYMATTR Value 1N4148
SYMBOL diode 576 240 R270
WINDOW 0 32 32 VTop 0
WINDOW 3 0 32 VBottom 0
SYMATTR InstName D4
SYMATTR Value 1N4148
SYMBOL res 544 336 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 0 56 VBottom 0
SYMATTR InstName R11
SYMATTR Value 1k
SYMBOL res 768 336 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 0 56 VBottom 0
SYMATTR InstName R12
SYMATTR Value 1k
SYMBOL res 864 352 R0
SYMATTR InstName R13
SYMATTR Value 10k
SYMBOL cap 640 384 R0
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 10p
SYMBOL npn 1088 80 R0
SYMATTR InstName Q1
SYMATTR Value 2N2222
SYMBOL pnp 1088 560 M180
SYMATTR InstName Q2
SYMATTR Value 2N2907
SYMBOL res 1136 192 R0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 10
SYMBOL res 1136 336 R0
SYMATTR InstName R14
SYMATTR Value 10
SYMBOL cap -304 80 R0
SYMATTR InstName C5
Meinst Du das so?

SYMATTR Value 1n
SYMBOL res -240 64 R0
SYMATTR InstName R15
SYMATTR Value 1000k
SYMBOL res -448 400 R0
SYMATTR InstName R16
SYMATTR Value 1
SYMBOL cap -544 416 R0
SYMATTR InstName C6
SYMATTR Value 470p
SYMBOL res -432 -288 R0
SYMATTR InstName R17
SYMATTR Value 33
SYMBOL cap -560 -144 R0
SYMATTR InstName C7
SYMATTR Value 1p
TEXT -336 440 Left 0 !;tran 0 10e-6 0 1e-9
TEXT 1256 552 Left 0 !;noise V(Ua(,Ue)) V1 oct 20 20 600000
TEXT -304 520 Left 0 !.tf V(Ua(,Ue)) V1

Genau. Dankeschön !

www.speaker.energy4t...inalbyBeobachter.gif

Kurzer Funktionstest bei 10kHz Sinus und Ua=1V Transient - einverstanden?

Das "Meinst Du das so?" ist leider irgendwie an ganz falscher Stelle dazwischen gerutscht. - Kann man sicher rausschnibbeln.

Wenn Du schon die "ganze Zeit" am simulieren bist, wären deine Ergebnisse sicher interessant.

Von meiner Seite aus sind Messergebnisse meiner Hardware-Version aus organisatorischen Gründen frühestens in 4 Wochen zu erwarten. Hörergebnisse aber schon eher.

Scheint zu passen.

Die unpassende Zeile muß einfach gelöscht werden.

Diese stark vereinfachte Simu sollte ersteinmal mit der grundsätzlichen Funktionsweise vertraut machen, der Trafo wurde als "Fingerübung" zur Erstellung von Spice-Direktiven für weitere Simus eingefügt, weil Neuland.

www.speaker.energy4tomorrow.com/Sodfa/Draft2.gif

Das Modell für den Trafo könntest Du mir mal schicken. Wäre für coupled-inductor- und SNT-Simus gut zu gebrauchen.

Keine Einwände zur SimpelSimu ?
Ok.

Betr. Trafo: schau mal in den Beispieldateien/Educational/Transformer nach, die Übertrager werden mit normalen L's plus Spice-Directive gebildet, Koppelfaktor, Spuleninduktivität etc. läßt sich hier festlegen

Zu deiner Simu: Da mich das Verhalten bei Lastwechseln besonders (im Hinblick auf Ra!) interessiert, erst einmal folgende Simuwerte:

Ue=1Vs, 10kHz s=Spitzenwert
RL=500R /Ua=3.39Vs
RL=1k/Ua=3.91Vs
RL=2k/Ua=4.08Vs
Ripple/Ua bei RL=2k=0.471Vs/+Ua, 0.461Vs/-Ua =11.54%/11.3% Ua
+Uas,max=4.09V, -Uas=-4.16V, was wahrscheinlich dem Einschwingvorgang anzulasten ist

So sah das in meiner Simu tendenziell auch aus ...

Der Ripple und Delta Ua ist PWM-typisch so hinzunehmen ?

Als nächstes eine Fourieranalyse (das wird ein Weilchen dauern, da sinnvoller Weise mindestens 30 Halbwellen durchlaufen müssen und höchstens ab der 20sten ausgewertet werden sollte, so wie es aussieht (der Einschwingvorgang ist bei dem Burschen ungewohnt lang ... ;-) )

Delta Ua ergibt sich allein aus der Fehlanpassung von R10 an den LC-Tiefpass bei R10 ungleich 1k.

Die genauen Zusammenhänge habe ich hier bereits ausführlich dargelegt ( sonst im Netz nirgends vernünftig erklärt, deshalb habe ich mir die Mühe gemacht ).

Die Werte für L1 und C4 sind von 24uH/660nF/4R5 ( realer Verstärker ) auf 5.3mH/3nF/1k0 umgerechnet, entsprechend 40kHz/12dBpOkt/Q=0.75.

Bei R10=500R/R10=2k wird die Güte verstimmt, daher das Delta Ua ( 500R: Q=0.375 > Pegelabfall, 2k: Q=1.5 > Überhöhung ).

Für R=500R müßte L halbiert und C verdoppelt werden, für R=2k anders herum.

"Für R=500R müßte L halbiert und C verdoppelt werden, für R=2k anders herum."

Das und die Güte und die Umrechnung und die Fehlanpassung ist klar.
Blos: wenn die Box impedanzmäßig durchswingt, macht das ja keiner.

Hitzerekord meines kleinen 700er Duron bei der Fourierzerlegung ...

@Beobachter, hast du das schon mal laufen gehabt ?
Für deine Schaltung ergibt sich folgendes Bild:
Ue=1V, f=10kHz (Grundwelle k1), RL=1k, 20 Perioden, alle ausgewertet
--> zu sehen ist eine k3- und eine k5 Oberwelle, die Maximalamplitude liegt bei k5 = 0.18% von der Grundwelle

Sind R3/C1 und R11/C2 auf ein bestimmtes Optimum dimensioniert worden ?

Habe noch nie einen Hochtöner gemessen, dessen Impedanz sich bei unterschiedlichen Pegeln ändert.

Für die generelle Impedanzanpassung habe ich bereits einen Vorschlag gemacht mit einem umschaltbaren RC-Glied parallel zum Ausgang.

Für f=10kHz liegen k3 und k5 über dem Hörbereich.

Schon mal gemessen, was ein CD-Player bei dieser Frequenz produziert?

R3/C1 und R11/C2 sind von mir nicht optimiert worden. Ich wollte damit nur testen, inwieweit sich die generellen Verstärkereigenschaften bei Hysteresewandler und SODFA bei unterschiedlicher Totzeit ändern.

Das habe ich bisher nur in Bezug auf die Transferfunktion durchgeführt mit dem Ergebnis, das bei beiden Wandlern die Totzeit für den differentiellen Ausgangswiderstand irrelevant ist.

Wäre interessant, eine Fourier-Analyse für beide Wandler bei unterschiedlichen C1/C2 durchzuführen. Das braucht halt nur sehr viel Zeit.

@ Beobachter

du hast das nachträglich editiert:
"Wenn das Schaltungsprinzip stimmig ist und mein Oszilloskop anzeigt, dass die praktische Umsetzung gelungen ist, habe ich schon keine Lust mehr auf einen Messmarathon."

Ich möchte mich so weit wie möglich wertend aus der Sache heraushalten (kommt vielleicht noch, wenn mir der Kragen zu eng wird), aber in Messungen schwelgen finde ich persönlich höchst sinnlich und befriedigend, wenn Relevantes zur Zufriedenheit ausfällt und die Hörsitzung auf Grund einer daraus abgeleiteten positiven Erwartung nicht mehr aufzuschieben ist. Alles andere wäre - für mich - Angst vor der Wahrheit des Details, Augen zu und rein in den Schlamassel.

Trotzdem, ohne Vorgriff von ersten Simuversuchen auf "Großes": Die prinzipbedingte Welligkeit des Ausgangssignals und die Lastabhängigkeit gefällt mir überhaupt nicht. Das soll jedoch kein Vorurteil für einen Hörtest sein, eher totale Hochspannung.
Ich habe mir übrigens versucht eine Erklärung zurechtzulegen, für die Tatsache, wie es möglich sein kann, daß in meiner Simu mit linearen, idealen Bauteilen, ohne Berücksichtigung von Totzeiten, nichtlinearen Parametern aller Art, konstanter, ohmscher Last usw. Oberwellen entstehen, und zwar nicht wenige (von den Gewohnheiten, die sich mit analogen AMPs eingestellt haben, mußte ich mich dazu bereits erheblich umgewöhnen). Ergebnis: es ist der Zusammenhang zwischen Impulsbreite (dt/di) und Filterimpedanz. Es ist nicht einfach das zu berechnen, zwei Leute hängen da schon dran.

Du meinst. "Habe noch nie einen Hochtöner gemessen, dessen Impedanz sich bei unterschiedlichen Pegeln ändert."

Oh! - ich hob auf den Lastwechsel ab - beim Übergang eines Mitteltöners zum Hochtöner gibt es bekanntlich schon mal Sprünge von 20 Ohm zu beobachten, Simu dann bei 2kHz an einem entsprechenden Schwingkreis ?

"Für die generelle Impedanzanpassung habe ich bereits einen Vorschlag gemacht mit einem umschaltbaren RC-Glied parallel zum Ausgang."

Wurde darauf nicht bereits eine Antwort gegeben ? ICH, der Nachzügler, meinte vorhin sinngemäß (natürlich!):
Wenn die Reflexbox per Kamelhöcker in kurzer Folge gleich zweimal hintereinander von 3 auf 30 Ohm "swingt", ist das mit der Anpassung schlicht unmöglich. Die entstehende FG-Abweichung möchte ich dennoch unbedingt einmal hören ... (!)

"Für f=10kHz liegen k3 und k5 über dem Hörbereich."

Ist das Wesen einer Fourieranalyse unklar ? Nehmen wir k1=1kHz, dann liegt k5 bei 5kHz und damit im Hörbereich. Für mich sind 10kHz "Ehrensache", das muß ein AMP abkönnen, um zu beweisen, daß "untenrum" alles klar geht ... ;-)

"Schon mal gemessen, was ein CD-Player bei dieser Frequenz produziert?"

Diese Art des Hannemannprinzips möchte ich mir erst gar nicht angewöhnen (und auch nicht mit rein analogen Quellen argumentieren) - aber, wie gesagt, eine Adaption eine Dekade tiefer kann ja simuliert werden.

"R3/C1 und R11/C2 sind von mir nicht optimiert worden. Ich wollte damit nur testen, inwieweit sich die generellen Verstärkereigenschaften bei Hysteresewandler und SODFA bei unterschiedlicher Totzeit ändern."

Ich würde vorschlagen, baldmöglichst ein Modell für einen geeigneten Treiber ausfindig zu machen.

"Das habe ich bisher nur in Bezug auf die Transferfunktion durchgeführt mit dem Ergebnis, das bei beiden Wandlern die Totzeit für den differentiellen Ausgangswiderstand irrelevant ist."

S.o.

"Wäre interessant, eine Fourier-Analyse für beide Wandler bei unterschiedlichen C1/C2 durchzuführen. Das braucht halt nur sehr viel Zeit."

Das spielt ja keine Rolle. 1kHz?
Nebenbei: ich verstehe deine Schaltung natürlich als ein "Herantasten", mir geht es - wie bereits geschrieben - um die Verläßlichkeit einer Simulation, zu deren Hinarbeit es viel zu tun gibt, das war auch bei analog nicht anders (der Unterschied liegt/hängt hier nur am "Geduldsfaden")

Beobachters Beiträge zur Dimensionierung des Ausgangsfilters sind #877 und #883.
Es ist schon klar, dass man den LC-Filter an die Lautsprecherimpedanz anpassen muss. Das gilt aber nur für’s oberste Frequenzende. Und je höher man die PWM-Frequenz und damit die Filterfrequenz legen kann, um so weniger spielt das eine Rolle. Vielleicht sollte man sich darauf konzentrieren.

Wie ihr vielleicht bemerkt habt, habe ich, mit Beobachters Zustimmung, eine Domain www.sodfa.de eingerichtet. Theoretisch könnte ich dort Dateien einstellen, die sich hier nicht darstellen lassen. Ihr könnt sie mir als Anhang schicken an tg@sodfa.de. Praktisch habe ich aber zu Hause leider im Moment keinen Zugriff auf den Webspace. WS-FTP stellt keine Verbindung her. Vermutlich liegt das an meinem neuen WLAN-Router: DI-642+ (D-Link). Kann mir vielleicht jemand sagen, was ich da einstellen müsste, damit’s funktioniert?

Tillg

@gegentakt

Jedem das Seine.

Dein Steckenpferd ist Messen und Simulieren, ich beschäftige mich mich lieber mit der Hardware und simuliere meistens im Kopf - nicht mathematisch, sondern rein intuitiv und funktional.

Ich finde auch die Vorgehensweise von Ampericher sehr angenehm: Einfach bauen und genießen.

Aber ist ja gut, wenn man sich gegenseitig ergänzt.

Mit angepasstem LC-Filter müßte eine Box schon einen sehr extremen Impedanzverlauf haben, um an einem SODFA Klangverfärbungen zu produzieren. Im Bereich um 2kHz spielt die Impedanz kaum noch eine Rolle und im Bassbereich überhaupt nicht mehr.

Bei Analogverstärkern ist es durchaus sinnvoll, das Verzerrungsniveau bis 200kHz zu beurteilen, um sicher zu gehen, dass der Audiobereich sauber ist. Bei PWM-Verstärkern ist das unsinnig, allein schon wegen der notwendigen Bandbegrenzung durch den LC-Tiefpass bei 30-50kHz. Ein PWM-Verstärker arbeitet ganz verschieden von einem Analogverstärker und muß bei der Simulation mit anderen Mitteln beurteilt werden, um relevante Aussagen auf die zu erwartende Klangqualität zu erhalten. Ich glaube, dabei stehen wir noch ganz am Anfang und die bisherigen Analysen sind nur ein erster Schritt.

Ein Hysterese-Wandler und ein SODFA werden sich wahrscheinlich im Klirrspektrum nur tendenziell unterscheiden, dennoch liegen klanglich Welten dazwischen, was man noch an deutlichsten an den extrem unterschiedlichen Ergebnissen bei der Transferfunktion erkennt. Bei Analogverstärkern ist das Klirrspektrum wiederum aussagekräftiger.

Anderes Beispiel: Wenn man für die Ausgangsdrossel anstatt einer geschirmten Luftspule eine Ferritdrossel mit dem falschen Ferrit nimmt, kann der Klang schnell von "überragend" nach "miserabel" abrutschen. Ob man diesen Unterschied dann messtechnisch oder simulationstechnisch erfassen kann, ist fraglich, aber zumindest eine echte Herausforderung.

Hätte ich mich bei meinem ersten Versuchsaufbau 1998 auf meine Meßgeräte verlassen und nicht auf Gehör und Intuition, wäre die Idee SODFA gar nicht erst entstanden.

Das heißt nicht, dass Messungen hier wertlos sind, sie müssen nur anders bewertet werden und dabei hilft wieder nur die Intuition.

PS: Bei dem angesprochenen Verhältnis zwischen Filterimpedanz und Impulsbreite bin ich schon wesentlich weiter, als ich zur Zeit "ausposaunen" kann. ( Darüber wird sich jetzt "Rumgucker" wieder mokieren, aber mit irgendwas muß ich ja auch mein Geld verdienen. )

Tillg meint: "Es ist schon klar, dass man den LC-Filter an die Lautsprecherimpedanz anpassen muss. Das gilt aber nur für’s oberste Frequenzende. Und je höher man die PWM-Frequenz und damit die Filterfrequenz legen kann, um so weniger spielt das eine Rolle. Vielleicht sollte man sich darauf konzentrieren."

Wie weit könnte man mit den derzeitigen Applikationen in der Frequenz kommen ? In erster Einschätzung sehe ich in der schieren Höhe der Mf jedoch keinen allein selig machenden Weg:
Der Träger in Beobachters Schaltung liegt unmoduliert bei etwas über 300kHz, die Simu erbrachte bei 10kHz die angegebenen Amplitudenabweichungen bei Halbierung bzw. Verdoppelung der noch rein ohmschen Last. Beachtenswert auch der asymmetrische Ripple (den ich so tendenziell mit anderen Schaltungen simuliert hatte). Ob es allein an der Filtergüte liegt oder (in Anteilen) vielleicht doch an einer niedrigen Dämpfung, muß ich für mich erst noch glaubhaft nachvollziehen können. Amplitudenabweichungen innerhalb des Nutzbereichs bei real existierenden Lasten (siehe das Beispiel Impedanz MT-zu-HT-Übergang) sind daher als nächstes dran.
Hier darf es einfach keine Abweichung geben. Ich möchte es jedoch mit den vorliegenden "Simuprototypen" auch nicht zu eng sehen wollen.
Wie "mißt" man hier eigentlich Dämfungswerte ? Bisher war das der Unterschied von z.B. 10 auf 2 Ohm, jeweils mit gleicher Ua bzw. f (20kHz). Darf ich hier der Filtergüte zu Liebe nur Ua mit konstanter Last variieren bzw. muß umrechnen, um einen gewissen Standart zu kreieren?


PS, @Beobachter: unmöglich, daß du über meine Steckenpferde umfassend unterrichtet sein kannst, im Übrigen einfach: "Wurst" ! Und selbstverständlich, jeder macht sich hier seine individuellen Gedanken, frei zu äußern, lobend und kritisierend, tatkräftig oder auch nur mehr oder weniger amüsiert im Hintergrund und vor allem - hoffentlich! - nicht "Bier Ernst". Der Freiheitsgedanke wurde weiter oben schon mal von jemand betont, darf aber gerne wiederholt werden.
Gibt es ein Problem damit ?
Was mich betrifft, argumentiere ich schlicht aus meiner Erfahrung, meiner Urteilskraft, meinen Überzeugungen usw. und halte mich ansonsten einem "gefühlten" Forumsgedanken verpflichtet.

@Tillg, bzgl: FTP und Router:
624 oder 642?

vermutlich (*ferndiagnostisch geraten*) hat die Firewall des Routers was gegen den Rückkanal des 'normalen' FTP-Protokolls.

Teste mal bei WS-FTP die Einstellungen 'passives' und 'aktives' FTP (hoffe doch, das beide Varianten unterstützt werden). Die jeweils andere zur jetzigen Einstellung sollte Erfolgversprechend sein.

Sonst: die Routerfirewall sollte das auch können,
es gibt sicher ein Parameterset für FTP.
Tipps:
eine private D-Link Tippseite
Hinweise im D-Link Forum

Du kannst mich gerne per PM kontaktieren.

Gruß,
]-audiofisk°<

@gegentakt

Die ganze Diskussion über den LC-Filter und die Anpassung an die LS-Impedanz ist vom eigentlichen SODFA-Modulator unabhängig zu betrachten.

Um z.B. den resultierenden Frequenzgang einer komplexen Last mit einer "Impedanzbeule" im Mitteltonbereich ( Übergang Mitteltöner > Hochtöner ) zu testen, ist es wesentlich einfacher, nur den LC-Tiefpass mit nachgebildeter Last an einer beliebigen Quelle zu simulieren.

Aufschluß über das Verhalten eines SODFA bei Lastwechsel gibt zunächst die DC transfer function, so wie ich es im Vergleich zum Hysteresewandler durchgeführt habe.

Für verschiedene Lasten im Hochtonbereich muß der LC-Filter jeweils entsprechend umgerechnet werden, um nicht das Verhalten des Filters bei Fehlanpassung zu testen, sondern den Modulator bei Lastwechsel.

Die 300kHz der Simulationsschaltung sind mehr oder weniger "zufällig" entstanden. Wie Du sicher bemerkt hast, habe ich unter anderem versucht, das eventuell abweichende Verhalten von Hysteresewandler/SODFA mit "quadratischem" Integrator zu testen. Dabei habe ich pauschal irgendwelche Werte für die beiden Cs am Integrator eingesetzt. Ferner verändert der zusätzliche Tiefpass R17/C7 die Schaltfrequenz.

Bei der Hardware gehe ich zunächst von 400kHz aus. Wie weit man die Schaltfrequenz dann sinnnvoller Weise nach oben schieben kann, wird die Praxis zeigen. Für eine weitestgehende Unabhängigkeit des LC-Filters von der Last bei gleichzeitig ausreichender Unterdrückung der Trägerfrequenz müßte diese aber schon bei ca. 1MHz oder darüber liegen.

nochmal@gegentakt

Wie niedrig können denn die kn-Werte bei der Beurteilung von nur 30 Halbwellen minimal rein rechnerisch sein?

Entschuldige bitte die naive Frage, aber ich habe mich mit Simulationen bisher kaum beschäftigt.

Hier die Integratorschaltung aus meiner ersten SODFA Schaltung,im Januar.
Sie arbeitet sehr präzise.
Bauteidimensionierung für 400kHz.

Sehr spannend zur Zeit!
Wenn gegentakt hier rumsimuliert, kann ich nur noch abschnallen, Tillg. Laß mich mal ein bißchen in der Lauerstellung.
Viel Erfolg und ruhig Blut weiterhin!

@ Beobachter

"Die ganze Diskussion über den LC-Filter und die Anpassung an die LS-Impedanz ist vom eigentlichen SODFA-Modulator unabhängig zu betrachten."

Menschenskind ...
Was heißt "Ist zu betrachten"? Muß das sein? Ein wenig lockerer wäre nicht schlecht. Bin ich nicht urteilsfähig genug?
Egal, falls diese andere Maschine je laufen wird, könnte ich mir das objektiv vorstellen, da ich die Kernmaterialiensachen zunächst mal für mich ganz privat unbesorgt sehen möchte (ich kenne mich da! nicht besonders aus, die dicken Röhrenbleche waren dazu nicht angetan, und einarbeiten, wie es nötig wäre, dazu gibt es vorläufig keinen Grund). Weil keine Zeit und weil ein paar andere Sachen dagegen sprechen, die ich eben so! bewerte. Ich muß das ja nicht gut finden (eingedenk an das Ziel der Anwendung). Warum sollte ich im Übrigen nicht auch einmal sagen dürfen, daß meine eigenen Analogverstärker einen Stand erreicht haben, der mir das erlaubt ?

Beim Sofda IST der Modulator/Integrator nun mal schlicht überhaupt nicht vom Filter unabhängig zu betrachten (muß man das extra betonen?), und da ich das Ausgangsfilter mittlerweile simulationstechnisch vollständig überblicke (und vielleicht ein paar reale Experimente mit Spulenfiltern an meinem ... hüstel ... Analogverstärker machen werde, um mir klar zu machen, wie weit ich bei noch herauszufindender Trägerfrequenz die teuflischen! Frequenzgangabweichungen tolerieren könnte), wär's das dann aber diesbezüglich, weil das wieder in Richtung "Wertung" geht. Denn ich bin ja mit dir einer Meinung, daß man erst einmal abwarten sollte, wie das Teil erklingt (sagte ich bereits), die Chance muß einfach geboten sein. Wer noch nie einen guten Scheibendreher genießen durfte, würde eventuell auf Grund grausliger Schwingungen auf dem Oszi - hervorgerufen durch eine DHFI-Normschallplatte und einem Gerät, daß eher Pflug durch die Scholle für Landwirte in Frage käme, zu vorschnellen Beurteilungen kommen. Hoffe sehr, mich klar ausgedrückt zu haben ... ;-)

"Um z.B. den resultierenden Frequenzgang einer komplexen Last mit einer "Impedanzbeule" im Mitteltonbereich ( Übergang Mitteltöner > Hochtöner ) zu testen, ist es wesentlich einfacher, nur den LC-Tiefpass mit nachgebildeter Last an einer beliebigen Quelle zu simulieren.
Aufschluß über das Verhalten eines SODFA bei Lastwechsel gibt zunächst die DC transfer function, so wie ich es im Vergleich zum Hysteresewandler durchgeführt habe."

Aha, beim Thema gelandet ! Und ein freundliches Quatsch ! - sorry. Aufschluß ergibt schon ein simples darüber-Nachdenken, was sich da in der Praxis realer Lautsprecher abspielt. Ich habe zwar meine eigenen Speakerentwicklungen immer mit Impedanzlinearisierungen bestückt (Röhre!), weiß aber nur allzu gut, was bereits ein halbes dB an der falschen Stelle ausmacht, wenn der FG auf den ZG reagiert. Ich will ja deine eigene Simu nicht überstrapazieren, deine Schaltung ist aber erstens funktionell und zweitens willst du es ja selbst sehen, was mit einer "nachgebildeten Last" (bereits geschehen) so passiert, meine eigene Simu unterscheidert sich überhaupt nicht davon ...

http://www.speaker.energy4tomorrow.com/Sodfa/Simu_Beo_Bode1.gif
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/Sodfa/Simu_Beo_Bode2.gif

Mit Delta 22Z nicht gerade ein ypischer, jedoch vorkommender 2.2kHz-MT/HT Übergang. Das Resultat ist ein krummes Filter 4. Ordnung, und das, obschon f0 des Last-Paralellresonanzkreises und der des Filters ja ganz nett auseinanderliegen.
Träger sind die 300kHz, mit 500kHz lies es sich dann 0.6dB besser simulieren.

Und da wären noch die Oberwellen der "anscheinend" linearen Terme ...
Die Sache ist geritzt! (Dabei hatten die Leuts nicht einmal Mathe LG!). Aber du hast ja selbst den Nachweis der di/dt Abhängigkeit der Rechteckwelle von Z,L geführt, also kann ich mir die Rechnung sparen (genaugenommen nicht ich, so umfängliches Mathe habe ich längst verlernt). Komisch übrigens, daß du mir einerseits solche Dinge etwas ankreidest und mir vorhältst, wie viel netter das ein Praktiker macht, andererseits selbst diese Rechnungen durchführst.
Aber ich will mir nicht blöder dabei vorkommen, als es nötig ist ! ;-)

"Für verschiedene Lasten im Hochtonbereich muß der LC-Filter jeweils entsprechend umgerechnet werden, um nicht das Verhalten des Filters bei Fehlanpassung zu testen, sondern den Modulator bei Lastwechsel."

Na klar, s.o.

"Die 300kHz der Simulationsschaltung sind mehr oder weniger "zufällig" entstanden. Wie Du sicher bemerkt hast, habe ich unter anderem versucht, das eventuell abweichende Verhalten von Hysteresewandler/SODFA mit "quadratischem" Integrator zu testen. Dabei habe ich pauschal irgendwelche Werte für die beiden Cs am Integrator eingesetzt. Ferner verändert der zusätzliche Tiefpass R17/C7 die Schaltfrequenz."

Ich habe es gesehen, keine Sorge - und natürlich auch damit ausführlich herumgespielt (f erhöht, Mosfets drangehängt, Schaltstufen durch individuell justierbare OP-Modelle mit höherer Ub ersetzt, Lasten verändert etc.). R17/C7 habe ich glatt entfernt (fand ich überflüssig). Bei der Ansteuerung der Mosfets habe ich gesehen, daß die Eigenschaften der Schaltstufe sehr, sehr entscheidend sind.
Ich glaube, ich höre jetzt auf damit.

"Bei der Hardware gehe ich zunächst von 400kHz aus. Wie weit man die Schaltfrequenz dann sinnnvoller Weise nach oben schieben kann, wird die Praxis zeigen. Für eine weitestgehende Unabhängigkeit des LC-Filters von der Last bei gleichzeitig ausreichender Unterdrückung der Trägerfrequenz müßte diese aber schon bei ca. 1MHz oder darüber liegen."

Hey! ;-)
Eher ++ !

Wegen deiner Frage zur Fouriergeschichte: es ist ganz einfach Erfahrungssache, nicht unbedingt perfekt objektiv, solange man nichts miteinander vergleicht, aber das ist mit anderen Messungen/Simuergebnissen ja ähnlich. Ob man also Hamming oder Blackmann verwendet, oder gar kein Filter, ab wann die Auswertung dem Probanden mit wieviel Durchläufen post Einschwingen zumutbar ist, damit einem niemand Praxisferne vorwirft usw., muß auch damit in Beziehung gesetzt werden, wie man Klirrfaktoren am Objekt gemessen hat. Im Zweifel für den Angeklagten ;-)

@ audiofisk

Jo, Danke. Hat mit 'passive transfer' sofort geklappt. Ich hab schon befürchtet, ich muss an den Routereinstellungen rumfummeln (624 ist richtig), da kenne ich mich überhaupt nicht aus.

Also @ alle, wenn ihr wieder einen Simu-Rattenschwanz habt oder sonst was, was keine Bilder sind, könnt ihr mir schicken: tg@sodfa.de, und ich schick euch den Link zurück.

Tillg

@ gegentakt:

Was macht denn ein Lautsprecher, der so dicke Beulen im Impedanz-Frequenzgang hat, aus einem superlinearen Pegel-Frequenzgang? An seinen hochohmigen stellen setzt der doch viel weniger Leistung um. Bleibt der da beim Schalldruck trotzdem linear

Tillg

@ Tillg

Relativ einfache Sache: an den hochohmigen Stellen arbeiten zwei Membranflächen gleichzeitig, und wenn auf glatten FG abgestimmt wurde, ergibt das jeweils eine entsprechend geringere Leistungszufuhr - je nach Membranfläche/Einzelzweigimpedanz.

Das hochpaßgefilterte Chassis wird meistens noch den Z-FG seiner Chassisresonanz sichtbar wirksam dazutun (bekanntermaßen fällt bei der Eigenresonanz der Energiebedarf/die Impedanz steigt). Hier sind die Abstände zwischen fx des elektrischen Hochpasses und fc des Chassis in aller Regel nahe beisamen, und zusätzlich müssen die beiden fx-Trennfrequenzen von TP und HP für die korrekte vektorielle Schallsummierung auseinandergezogen werden. Die Gesamtfunktion einer Hochpaßeiche 4. Ordnung und dem elektro-mechanischen Hochpaßfilter 2. Ordnung des Chassis und die eines Tiefpasses können da schon mal (entkoppelte) Serienresonanzkreise mit Zmax >30 Ohm bilden, sogar recht flach und über mehr als eine Oktave. Und wenn Chassis mit kräftigem Antrieb/niedriger Güte/hoher fc,Zmax und gewisse Schallführungseffekte/Gehäuseresonanzen, die über die Membran auf den elektrischen Antrieb rückwirken/straff gekoppelt sind, ins Spiel kommen, gehts erst richtig los.

Die Simu wartet ...

@gegentakt

Wenn Du schon so fleißig bist, solltest Du es genauer machen:

Mitteltöner mit vorgeschaltetem 12dB-Tiefpass und simuliertem Impedanzanstieg durch Schwingspulen-Induktivität

parallel zu

Hochtöner mit vorgeschaltetem 12dB-Hochpass und simuliertem Impedanzanstieg durch Resonanzfrequenz und Schwingspulen-Induktivität.

Den Tieftöner können wir wohl ignorieren.


Wir sollten uns nicht gegenseitig für betriebsblind halten. Während Du analysierst, tüftel ich lieber an einer Lösung, wie man die Anpassungsproblematik in der Praxis kompensiert.

@ Beobachter

Eine Anpassungsproblematik existiert also tatsächlich ? Sieh an ...
Und du hast eine Kompensationstüftelschaltung in Arbeit, wie man DAS lösen könnte ?
Wie denn – allgemein oder individuell ?
Aber interessant, ich hätte ja nicht einmal geahnt, dass du das für nötig erachtest. Währenddessen versuche ich mir weiterhin Klarheit über PWM-Prinzipien zu verschaffen, und lasse die Allgemeinheit gerne daran teilnehmen, was du hinter den Kulissen treibst, ist deine Sache. Ich bitte da auch keine Verrechnung oder Beurteilung vorzunehmen, wer wohl dem sinnvolleren Zeitvertreib nachgeht.

Ah, darf dann eine meiner Boxen zur ersten Hörsitzung mitbringen, mal hören ob die Tüftelei damit klarkommt

Was willst du mir mit der detaillierteren Filtertopografie beweisen ?
Das du etwas davon verstehst ? Und wo bleibt da der Zusammenhang ?
Umwandlung der TSP in das Ersatzschaltbild, Komplettierung mit den Filtereinheiten zu einer Gesamtschaltung ... - was wird dabei herauskommen, außer, dass wir erneut eine Abhängigkeit des FG zu verzeichnen haben werden ?

Im Ernst: dein post war "hektisch" geäußerte Niveaulosigkeit.


@ All the Beobachters here

42 Minuten Rechenzeit ... (!)
(eines Duron 700Mhz, penibel konfiguriert führt das im Benchmark auf die Plätze um einen 900MHZ PIII/ 1GHz Celeron bei 1/3 Stromverbrauch – gutes, altes AMD)
... für eine einzige Fourierzerlegung.
Hier also mal schnell was untersuchen zu wollen, kann man vergessen, eher baut man die Schaltung auf und misst, wenn man Klarheit haben will. Hinter dem Gemälde hier ...
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/Sodfa/PWMSimu_V30b.gif
stecken geschätzte 10 hoch 9 gelöste Differentialgleichungen, die Schwingfrequenz mit ihrem extremen Oberwellengehalt wird ja mitanalysiert. Und das ist wohl auch gut so, um auch Intermodulationen zwischen bereits hinter dem Filter demodulierter Nutzfrequenz und den Resten des Trägers zu berücksichtigen. Ob eine stetig erhöhte Modulationsfrequenz und/oder höhere Flankensteilheit dabei ggü. dem Nutzsignal "Sterilität" gewährleistet ? Irgendwo drehen Kurven sich um, wenn zwei Effekte aufeinander zusteuern (Stichworte: endliche Filtereigenschaften im Tiefpaß, Übersprechen, kapazitive und induktive Kopplung ...)

Die Simuschaltung wurde etwas mehr realitätsnah realisiert, d.h. mit Powermosfets, höherer Betriebsspannung und realistischer Signalverstärkung, niedrigerer Lastimpedanz usw., enthält jedoch noch viele ideale, lineare Bauteile, die das Ergebnis aufhübschen werden müssen, zusammen mit 11.67Veff an 10 Ohm also noch etwas beurteilungsbedürftig. Da das Anschwingen ca. 20µs benötigt, wurden die 20 Perioden eines 10kHz Sinussignals erst ab 200µs (gerade Anzahl der Periode ist wichtig!) außerhalb des Einschwingvorgangs bis zum Ende bei 2ms ausgewertet. Filter wurden weggelassen. Methodisch meinen Analogsimus vergleichbar, wo ich auf Messdaten zum Vergleich zurückgreifen kann. Das Ergebnis der Marathonrechenzeit sieht dann so aus:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/Sodfa/PWMSimu_V30c.gif
Als Grundlage für weitere Optimierungsversuche am Rechner, wie das sonst üblich ist, kann die Fourierzerlegung damit nicht weiter von Nutzen sein.

Ein Schicksalsstündchen sollte ich noch dranhängen.
Bis später dann

@gegentakt

Immer mit der Ruhe - oder wie ein Bekannter von mir zu sagen pflegt: In der Ruhe liegt die Kraft.

Da ich auf die Anpassproblematik schon sehr früh in diesem Thread hingewiesen habe und darüber hinaus dann eine detaillierte Darstellung gegeben habe, wie man die Anpassung individuell berechnet, kannst Du mir erstens nicht vorwerfen, ich würde eine Anpassung nicht für nötig erachten und müßtest zweitens davon ausgehen, dass ich natürlich eine allgemeine Lösung anstrebe.

"Und du hast eine Kompensationstüftelschaltung in Arbeit, wie man DAS lösen könnte ?
Wie denn – allgemein oder individuell ?"

Beim extrem ironischen Unterton dieser Bemerkung könnte man bei böswilliger Auslegung dem Verfasser eine gewisse Fantasielosigkeit unterstellen. Das liegt mir jedoch fern. Ich denke, wie gesagt, lieber über Lösungen nach.

Diese könnte so aussehen:

Gehen wir zunächst von einem Tiefpassfilter 2.Ordnung mit fo=50kHz und Q=0.71 für R_L=4.5Ohm aus.

Bei einer Taktfrequenz von 400kHz wird dann eine Unterdrückung der Trägerwelle von -36dB erreicht.

Erhöht man R_L auf 8Ohm, ergibt sich eine Überhöhung bei 20kHz von +0.92dB. Das ist schon an der Grenze der Tollerierbarkeit.

Gelingt es, die Schaltfrequenz auf 600kHz zu erhöhen, so ist mit einem 12dB-Tiefpass nicht viel gewonnen. Bei gleicher Filterfrequenz wird die Trägerwelle jetzt auf -43dB gedämpft. Verschiebt man die Filterfrequenz dann etwas weiter nach oben, um wieder die gleiche Unterdrückung wie bei 400kHz zu erhalten, wird die Pegelüberhöhung bei 20kHz kaum niedriger.

Ganz anders sieht die Sache aus, wenn man einen LC-Tiefpass höherer Ordnung verwendet. Dieser ist zwar in der Berechnung kompliziert, nicht aber in der praktischen Umsetzung.

Zur Realisierung eines Tiefpasses 6.Ordnung sind lediglich zwei Mittenanzapfungen der Ringkerndrossel jeweils an der richtigen Stelle erforderlich. Da der Filter-C in der Praxis sowieso aus mehreren parallelen 1206-Cs gebildet wird, muß man auch diese nur richtig aufteilen.

Bei einer Schaltfrequenz von 600kHz kann man jetzt bei einem Tiefpass 6.Ordnung fo=250kHz wählen und erhält damit eine Unterdrückung der 600kHz auf -45dB.

Erhöht man jetzt R_L auf 8Ohm, so ist die Pegelüberhöhung bei 20kHz nur noch +0.27dB!

Das vorerst dazu.


Auf deine gezeigte Fourier-Analyse kannst Du ja zu Recht stolz sein. Meiner Meinung nach sieht das Ergebnis sehr gut aus.

Oder sollte das deiner Meinung nach "beweisen", dass ( zumindest die von dir entwickelten ) Analogverstärker viel weniger klirren und deshalb ein SODFA niemals dieses Klangniveau erreichen kann?

Tiefpass 6.Ordnung:

Das hört sich erst mal nicht schlecht an und leuchtet auch ein. Wie ist es aber bei der Vollbrücke, kommt man an den Anzapfungen mit gemeinsamen C's gegeneinander aus, oder müssen die C's jetzt jeweils gegen Masse, oder beides? Und wer berechnet uns das?
Und geht das so überhaupt mit jeweils einem Kern, oder benötigt man hierfür nicht vielmehr je einen Kern pro (Teil-)Spule, damit die Schwingkreise voneinander unabhängig sind?

Tillg

Erstmal ja.
Gegenseitig untereinander/aneinandergekoppelte Spulenwicklungen mit dem Ergebnis einer Transformation (Spartrafo) und das Ganze zum Zwecke der Polynombildung in einem Tiefpassfilter – fremdartiger und komplexer kann eine Übertragungsfunktion m.M.n. nicht sein. Ich bin gespannt auf die Filterkoeffizienten und den Rechenweg.
Trafos lassen sich in Spice ja schön modellieren.

PS: "Stolz" wäre nun wirklich zu viel des Guten, @Beobachter.
Ich ging davon aus, die FA würde sich selbst erklären.
Wenn die Absicht nicht klar genug zum Vorschein kam, ist das nicht weiter tragisch.

@Tillg

So sieht zunächst mal ein TP 6.Ordnung ( Butterworth, 250kHz ) an der "richtigen" Impedanz ( 4.5Ohm ) aus:

http://img242.echo.cx/img242/1242/tp50b36db4r5asc0xw.jpg

Für nicht gekoppelte Induktivitäten sind die Einzelwerte:

L1=4u45, L2=L1, L3=2u17

Die Kapazitäten:

C1=249n, C2=170n, C3=36n6

Die Umrechnung auf einen Filter für Vollbrücke ist die gleiche, wie beim 12db-Filter. Dabei sollte es reichen, wenn man nur C1 "aufsplittet". Das zusätzliche aufsplitten von C2 und C3 kann aber aus EMV-technischer Sicht nicht schaden.

Die Umrechnung auf gekoppelte Induktivitäten wird noch etwas dauern. Ich möchte das auch lieber in der Praxis testen und mich nicht nur auf die Simulation verlassen.

Wenn gegentakt mal aufhören würde, hier den Quiz-Master zu spielen, wäre er dabei sicher eine große Hilfe.

@gegentakt

Ist nicht böse gemeint, aber wir sollten uns doch alle bemühen, praktische Lösungen zu finden und nicht in Schadenfreude zu schwelgen, wenn sich ein Ansatz mal nicht sofort umsetzen läßt.

So sieht der Frequenzgang bei R_L=8Ohm aus:

http://img212.echo.cx/img212/861/tp50x36db8rasc0hg.jpg

Der Frequenzgang sieht dann natürlich etwas "wüst" aus, da durch die "falsche" Impedanz im wesentlichen nur der erste Teilfilter verstimmt wird, entscheident ist aber dass am oberen Ende des Audiobereiches die Anhehung nur noch 0.27dB beträgt.

Die Dämpfung bei 600kHz leidet auch etwas, ist aber immer noch besser, als beim 12dB-Tiefpass.

Hier noch mal in der Vergrößerung:

http://img120.echo.cx/img120/46/tp250x36db1442asc8mz.jpg

Schön!
Wenn man die C's gegen Masse nur am Ende der Filterkette einsetzt und an den Anzapfungen nur C's zwischen den Spulen, könnte man die Spulen nebeneinander stellen, und mit axialen C's an den Anzapfungen verbinden. Das ist vielleicht nicht besonders serienfreundlich, spart aber Platz und ist für DIY durchaus geeignet. Oder?

Tillg

Und wie kriegt man die Induktivitäten auf 3 Stellen genau, bzw. wie genau müssen sie denn?

@ Beobachter: Nun, als ich dir die galvanische Kopplung am Konduktor... Dings AMP (Achtung! Scherrrz!) unterbreitet hatte, war das für dich verwirrend, und so ging es mir auch im ersten Moment mit den gekoppelten Induktivitäten in einem Tiefpaß-Filter.

Es fällt einfach auf: solange irgendwelche in der Tat! unvoreingenommen geförderte Ergebnisse dein sogenanntes "Prinzip" nicht positiv stützen, gerät man damit bei dir sofort in Miskredit. Ich habe davon, ehrlich gesagt, ein wenig die Schnauze voll, nimm' jetzt einfach mal zur Kenntnis, dass ich hier nicht DICH und DEIN Objekt protegiere, sondern meine Analysen im Rahmen dieses Forums der Allgemeinheit zur Beurteilung unterbreite und wenn jemand außer dir Probleme damit hat, wird er mir das schon mitteilen.
(ich schätze, das dringt leider wieder nicht vor)

A pro pos "Quizmaster":
Du gibst die Rätsel auf und ich "mastere" sie !

Im Ernst: Hör doch bitte einfach mal auf, hier den Master zu simulieren. Mehr nehme ich dir eh’ nicht ab. Dein vollmundig als "überlegenes Prinzip", lieber Beobachter, basiert auf unhaltbaren Behauptungen, und das wirst du von mir per Detail der Sache zu liebe vorgeführt bekommen. Unabhängig davon, dass kein Mensch Zweifel an der Funktionalität dieser PWM hegt. Solche Schaltungen funktionieren einfach.

Denke mal darüber nach, wie du weiteren Leerlauf besser vermeidest.