Ausgangsübertrager/Gegenkopplung

chris2178 schrieb:

Hallo Zusammen. Ich frage mich eigentlich wie das Funktioniert mit der Gegenkopplung bei tiefen Frequenzen im Ausgangsübertrager. Wenn der Ausgangsübertrager ja durch die Primärinduktivität und dem Kernmaterial auf die niedrigste fu z.b 40 Hz berechnet worden ist. und mann durch Gegenkopplung aber 20 Hz hinbekommt . Bekomme ich die 20 Hz mit voller Leistung wie die 40 Hz?müsste der Übertrager eigentlich nicht in die Sättigung gehen? Denn je niedriger die fu um so grösser muss doch der Kernquerschnitt und die Primärinduktivität sein oder? Gruss und hoffentlich kalte Nächte

Unterhalb der unteren Grenzfrequenz eines Ausgangsübertragers, welche durch Primärleerlaufinduktivität, Kernquerschnitt etc. bestimmt werden, wird man ab einer bestimmten zugeführten Primärleistung diese Primärleistung nicht mehr verlustlos auf die Sekundärseite des Ausgangsübertragers rüberbringen - Sättigungseffekte mit starker Deformation der Signalkurvenform sind die Folge. Daran ändert auch eine Gegenkopplung nichts, welche das Signal unterhalb dieser Grenzfrequenz in die richtige Richtung "zwingen" will - im Gegenteil: Der Ausgangsübertrager wird nur noch mehr gequält. Bei gut gemachten Röhrenverstärkern harmonieren deshalb die Hochpaßglieder (welche durch die Koppelkondensatoren in Zusammenhang mit den Gitterableitwiderständen zwischen den einzelnen Stufen gebildet werden) recht gut mit den Möglichkeiten des Ausgangsübertragers - kurz: dem Ausgangsübertrager werden Signale, welche er sowieso nicht mehr übertragen kann, erst gar nicht zugeführt. Das Resultat kann durchaus positiv überraschend sein: Eine Endstufe, die Tiefbaß, welcher sowieso nicht über den Übertrager kommt, erst gar nicht angeboten bekommt, kann sich voll und ganz auf den Rest des Nutzsignals "konzentrieren".

Grüße

Herbert

Hallo Herbert

Verstehe ; dann bringt die Gegenkopplung eigentlich nicht viel,wahrscheinlich kann ich dann die 20 Hz nur mit einer ganz kleinen Leistung auf der Sekundärseite übertragen?

Denn der Ausgangsübertrager bekommt die Verzerrungen erst bei höherer Leistung , sprich er gerät in die Sättigung und dadurch bekomme ich Signalverformungen.

bis dann

Gruss Chris

chris2178 schrieb:

Verstehe ; dann bringt die Gegenkopplung eigentlich nicht viel,wahrscheinlich kann ich dann die 20 Hz nur mit einer ganz kleinen Leistung auf der Sekundärseite übertragen? Denn der Ausgangsübertrager bekommt die Verzerrungen erst bei höherer Leistung , sprich er gerät in die Sättigung und dadurch bekomme ich Signalverformungen.

Servus Chris,

im Prinzip ist es genau so. Ein paar grundsätzliche Anmerkungen zu Ausgangsübertragern: Die untere, sauber übertragbare Grenzfrequenz eines Ausgangsübertragers verschiebt sich mit zunehmender Leistung immer weiter nach oben. Da es amplitudenvariable Hochpässe in der Röhrentechnik nicht gibt (in der Halbleitertechnik nennt man sowas VCF - Voltage Controlled Filter) und derartige Schaltungstechniken in einem Hifi-Verstärker sowieso nichts verloren haben, muß man halt den Ausgangsübertrager für den "schlimmsten" anzunehmenden Betriebsfall (nämlich maximale Leistung bei der untersten gewünschten Frequenz) auslegen. Der erforderliche Kernquerschnitt wächst hierbei näherungweise linear mit fallender Frequenz - will heißen: Ein Trafo, der 20[Hz] sauber übertragen können soll, benötigt ca. den 2.5-fachen Kernquerschnitt verglichen mit einem Trafo, der dieselbe Leistung bei 50[Hz] übertragen kann. Kommt außerdem noch Gleichstromvorbelastung dazu (z.B. bei Eintakt-A-Endstufen), dann braucht's einen Luftspalt - und das reduziert die Primärleerlaufinduktivität erheblich. Um nun wieder zur selben Primärleerlaufinduktivität (und damit zur selben unteren Grenzfrequenz) zu kommen, müssen auf einen Luftspaltkern erheblich mehr Windungen auf der Primärwicklung aufgebracht werden, wie auf einen Kern ohne Luftspalt. Der Gleichstromwiderstand der Primärwicklung soll bei so einer Aktion natürlich nicht ansteigen (würde die Verluste erhöhen und damit die Übertragerqualität negativ beeinflußen), also muß der Drahtquerschnitt hoch. Da die Primärwicklung jetzt natürlich mehr Windungen verglichen mit einem luftspaltlosen Ausgangsübertrager hat, muß zur Erzielung der identischen Primärimpedanz natürlich im selben Verhältnis auch die Sekundärwindungszahl vergrößert werden. Und, logischerweise muß dann auch hier der Drahtdurchmesser passend vergrößert werden, um die ohmschen Verlust auf der Sekundärseite nicht ansteigen zu lassen.

Alle diese Punkte führen dazu, daß gut gemachte Eintakt-A-Ausgangsübertrager mit einer unteren Grenzfrequenz in der Gegend von 20[Hz] auch bei vergleichsweise kleinen Verstärkerleistungen beachtliche Abmessungen und Gewichte haben können - die Dinger sind nicht selten deutlich größer als der Netztrafo.

Bei Gegentakt-Verstärkern sieht diese Sache etwas entspannter aus, da keine (wesentliche), magnetisch wirksame Gleichstromvorbelastung vorhanden ist und damit kein Luftspaltkern erforderlich ist. Trotzdem haben auch diese Übertrager durchaus eine wahrnehmbare Größe, wenn sie sehr niedrige Frequenzen in der Gegend um 20[Hz] (der tiefste Orgelton liegt übrigens bei 16[Hz]) mit voller Leistung sauber übertragen können sollen.

Hinzuzufügen wäre noch, daß auch das Kernmaterial (und der Kernschnitt - also M, MD oder EI, Schnittband- oder Ringkern) entscheidend in die Eigenschaften und in die Größe eines Ausgangsübertragers eingeht. Generell ist hier ein möglichst hochwertiges, möglichst dünnes (und damit teures) Kernmaterial - z.B. kornorientiertes Siliziumeisen, in Walzrichtung geschnitten (nicht gestanzt), schlußgeglüht, 0.35[mm] dick (z.B. Waasner Typ M111-35N) - zu bevorzugen. Dieses Material hat bei 1.7[T] und 50[Hz] maximale Ummagnetisierungsverluste von ca. 1.65[W]/[kg], bei 1.5[T] und 50[Hz] hat dieses Material Ummagnetisierungsverluste von ca. 1.11[W]/[kg]. Zum Vergleich: Normales Elektroblech (Dynamoblech) mit 0.5[mm] Dicke (z.B. Waasner Typ M400-50A) hat bei 1.5[T] und 50[Hz] Ummagnetisierungsverluste von ca. 4.00[W]/[kg] - bis 1.7[T] kommt man mit diesem Material gar nicht erst. Und ich bezweifle stark, daß bei so manchem billigen Röhrenverstärker fernöstlicher Provenienz wirklich das beste Kernmaterial verbaut wurde - eine Ermittlung der Dicke eines Einzelbleches (Auszählen der Blechanzahl und Schublehrenmessung der Paketdicke mit anschließender Division durch die Blechanzahl) würde da erste Anhaltspunkte liefern.

Zur Definition der oben verwendeten Einheit "Tesla" ([T]): http://de.wikipedia.org/wiki/Tesla_(Einheit)

Das natürlich auch der Wicklungsaufbau (Schachtelungsgrad, Anzahl der Lagen, Lagenisolation, Wickelkörperfüllungsgrad etc.) entscheidenden Anteil an der Güte eines Ausgangsübertragers (speziell im Bereich der Streukapazität und damit im Bereich des oberen Frequenzgangendes) hat, sei nur am Rande erwähnt.

All diese Dinge sind übrigens der Grund dafür, daß bei Frequenzgangaben von (speziell bei billigeren) Röhrenverstärkern sehr oft nicht die Leistung angegeben ist, bei der gemessen wurde (häufig ist es eine Leistung in der Gegend um 1[W]). Bei Vollaussteuerung würden diese Frequenzgänge dann gar nicht mehr so toll aussehen.

Außerdem sollten Frequenzgänge in einer umfangreichen und vollständigen technischen Spezifikation eigentlich neben der Bezugsleistung bei 1[kHz] noch die Angaben für +/-0.5[dB], +/-1[dB] und +/-2[dB] enthalten - die häufig verwendeten +/-3[dB] besagen nämlich nichts anderes, als daß an diesen Punkten die Ausgangsleistung bereits auf die Hälfte des Bezugspegels abgesunken ist.

Ideal wären hier neben der Angabe der numerischen Daten (für Leute, die nach Zahlen kaufen) noch die Veröffentlichung des Frequenz- und Phasengangmeßplots (der ist in den Firmen sicher vorhanden, da diese Messung sowieso gemacht werden muß) bei 1[W] und bei Vollaussteuerung als Bezugspegel (beides bei 1[kHz]) - hier hätten Fachleute dann was wirklich aussagefähiges zur Beurteilung der Verstärkereigenschaften an der Hand.

Die Krönung solcher Daten wäre dann noch ein Klirrfaktorplot über die Frequenz bei Vollaussteuerung (und nicht bloß eine Einzelwertangabe bei 1[kHz]). Da würde es bei manchen Leuten bei tiefen Frequenzen durchaus ein "aha"-Erlebnis geben....Klirrfaktoren von 30% und mehr hab' ich da bei tiefsten Frequenzen und Vollaussteuerung bei Röhrenverstärkern schon gesehen. Das sind dann genau die Fälle, in denen die Hochpäße der Koppel-C/R-Kombinationen innerhalb des Verstärkers nicht richtig dimensioniert sind. Aus diesem Grund (und dem Grund der Langzeitarbeitspunktstabilität, der Kaltspannungen an den Gittern und der Toleranzen) halte ich übrigens auch nichts von gleichspannungsgekoppelten Röhrenverstärkern. Jedes einzelne C/R-Glied trägt als Hochpaß zu einer Frequenzgangbeschneidung mit 6[dB]/Oktave bei - bei drei C/R-Gliedern (Eingangskoppelkondensator - Vorstufe/Phasenumkehr - Phasenumkehr/Endstufe) kommen da immerhin 18[dB]/Oktave zusammen - und diese Steilheit tut dem Ausgangsübertrager nur gut, will man ihn nicht mit sinnlos tiefen Frequenzen "überfahren". Wenn Elkos nicht so große Toleranzen hätten, könnte man theoretisch auch noch den Kathodenkondensator der Endröhren in diese Hochpaßkette mit einbeziehen - aber so läßt man das besser bleiben und dimensioniert diese Dinger mit ausreichendem Sicherheitsabstand zur unteren Grenzfrequenz. Ich kann's nur wiederholen: Ein Verstärker, der hier richtig dimensioniert ist und damit seinen Ausgangsübertrager nicht mehr sinnlos mit im Programmmaterial enthaltenen Tiefbaß "quält", welchen dieser nicht übertragen kann, kann oft klanglich überraschend gewinnen.

Was zum Schluß noch zu sagen wäre: Die zuverlässige Messung so mancher Parameter eines Ausgangsübertragers ist alles andere als trivial und mit Hobbymitteln kaum zu erledigen - nehmen wir nur mal die Primärleerlaufinduktivität: Diese ist sowohl pegel- wie auf frequenzabhängig....

So, das war jetzt ein längerer Exkurs....daß Ausgangsübertrager ein bißchen mein Steckenpferd sind, läßt sich wohl nicht leugnen....

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,
das war wieder mal ein echter "Herbert"

Da lohnt sich doch das Einschalten des PC am Morgen.

Gruß
Manfred

Justfun schrieb:

das war wieder mal ein echter "Herbert" Da lohnt sich doch das Einschalten des PC am Morgen.

Bei der Hitze kann man ja nicht schlafen - also trieb's mich früh aus dem Bett...und dann kommt halt sowas dabei raus

Und das ist gut, wenn sowas dabei rauskommt. Bin zwar ehemaliger E-Technik Student und viele Sachen sind mir noch recht geläufig, aber manche eben auch nicht. Und ich lerne immer gerne dazu....deshalb, weiter so Herbert, sowas lese ich immer gerne.
Auch wenns grad hitzetechnisch nicht gerade zum langen lesen animiert.

Btw: Hier mal eine Messung eines AÜs mit Angabe der Leistung während der Messung und einem schönen Frequenzgang (finde ich...gibt mein nächstes Projekt).

Daten 6C33 Welter AÜ

Gruss Flo
PS: Sobald die Kiste mal läuft messe ich das ganze an der FH mal im Labor nach. Nicht, dass ich dem Bild da nicht traue, aber...

GoFlo schrieb:

Hier mal eine Messung eines AÜs mit Angabe der Leistung während der Messung und einem schönen Frequenzgang (finde ich...gibt mein nächstes Projekt). Daten 6C33 Welter AÜ

Der Frequenzgangschrieb sieht in der Tat recht gut aus....die einzige Ungereimtheit, die mir auffiel ist die Angabe "Span: 50[dB]" in Verbindung mit der Angabe "1 Linie = 0.5[dB]". Was stimmt denn da nun? Geht der via Span vorgewählte Amplitudenbereich über die vertikalen Papiergrenzen hinaus (kann ich mir bei einem Stiftschreiber ohne Software eher nicht vorstellen)? Und was mit "Writing Speed: 0.2[s]" gemeint ist, erschließt sich mir nicht ganz - paßt irgendwie nicht zur Papiergeschwindigkeit und die Meßzeit kann's wohl auch nicht sein (für einen logarithmischen Frequenzsweep von 10[Hz] bis 100[kHz] bei einer schmalbandigen (ca. 5[Hz]) Präzisionsmessung mit Auflösungen in der Gegend von 0.1[dB] oder besser braucht man eine Sweepzeit in der Gegend von ca. 1000...2000[s], damit die Filter im Meßgerät alle schön einschwingen können). Zur Erläuterung: Wenn ich mir eine einzige, diskrete Meßfrequenz von 20[Hz] vorstelle und diese Frequenz in der Amplitude schmalbandig selektiv bewerten möchte, dann braucht's je nach Meßbandbreite mal mindestens ca. 10 Perioden dieser Meßfrequenz, bis das Filter eingeschwungen ist und der Amplitudenwert stabil steht. Und das sind bei 20[Hz] dann schon mal ca. 0.5[s] Meßzeit - bei einer einzigen Meßfrequenz. Wenn man allerdings die Länge des Meßstreifens mal mit 300[mm] annimmt und die angegebene Papiergeschwindigkeit von 0.3[mm/s] mit ansetzt, dann kämen wir auf eine Meßzeit von ca. 1000[s] - das würde passen.

Trotz allem: scheint ein wirklich gelungener Ausgangsübertrager zu sein....das Ding hat nichtmal einen Resonanzhöcker (so wie der in meinem Avatar, wenn der auch mit 0.2[dB] sehr klein ist).

Grüße

Herbert

Sehr Informativer Beitrag Herbert ,mann lernt immer was dazu.

Noch mal zur Primärinduktivität;wenn mann von 40Hz auf 20Hz geht dann muss der Ausgangsübertrager im Kernquerschnitt verdoppelt werden , allein die Primärinduktivität durch Vergrösseren der Windungszahl hochzutreiben nützt dann wohl nichts ?

Hab noch ein paar SU75B Schnittbandkerne etwa 3Kg Schwer, vielleicht kann ich die als Eintaktübertrager verwenden,wenn ich nur eine Kammer benutze?Ok hab zwar noch nie gewickelt aber das würde doch mal Spass machen es zu versuchen.

http://img467.imageshack.us/img467/2369/m2100023dy7.jpg

http://img147.imageshack.us/img147/2405/m2100024cy4.jpg

Dann bräuchte mann noch eine Wickelmaschine damit der Draht bündig draufkommt.Die Verschachtelung von Primär zu Sekundär
ist bestimmt auch nicht einfach hinzubekommen.

Gruss Chris

Hallo,

bei meinem neuen Röhren-Amp mit der 845er Endröhre ist mir ein widersprüchliches Verhalten aufgefallen.Die Frequenzlinearität an den Frequenzenden nimmt bei höherer Ausgangsspannung sogar eher zu als ab.



Allerdings liegt die untere Grenzfrequenz nicht gerade tief, ich glaube allerdings nicht das die AÜ die Ursache sind.Selbst bei 0,4 volt Ausgangsspannung ändert sich an der unteren Grenzfrequenz nichts.Vielmehr dürfte die Vor+Treiberstufe dafür verantwortlich sein.

Dasselbe hatten wir doch auch genauso beim Dynavox VR-70E.Der Austausch der Vorverstäker-Röhre gegen die EI-ECF82 hatte den Frequenzgang bis 10 Hz herunter linearisiert.



Ob diese tiefe untere Grenzfrequenz auch bei höherer Lautstärke sinnvoll wiedergegeben werden kann dürfte aber auch ganz entscheidend davon abhängen wie hoch der Wirkungsgrad der dahinter geschalteten Lautsprecher ist und ob die so extrem tiefen Frequenzen überhaupt übertragen können.Mag sein das ein Klein-Lautsprecher mit ca. 85db Wirkungsgrad klanglich ungemein davon profitiert das ihn Frequenzen von der Membran fern gehalten werden mit denen er eh nix anfangen kann.Bei Wirkungsgrad starken Großlautsprecher (Eckhörner zB.) die auch noch 30Hz mit über 100db/1W erzeugen können ist das dann ein riesen Nachteil wenn diese tiefen Frequenzen im Kleinleistungsbereich zu leise wieder gegeben werden.Ob dann bei 30 Hz und 10 Watt der Überträger schon langsam im die Sättigung kommt ist dann eher zweitrangig.Bei 116db in Stereo (2x10Watt) macht eher das Gehör schlapp als das ein Verstärker-Verzerren hörbar wird.

Es kommt also auch immer auch auf die Gesamt-Kette der Musikanlage an was letztlich vorteilhafter ist.


Gruß.

Michael

chris2178 schrieb:

Noch mal zur Primärinduktivität;wenn mann von 40Hz auf 20Hz geht dann muss der Ausgangsübertrager im Kernquerschnitt verdoppelt werden , allein die Primärinduktivität durch Vergrösseren der Windungszahl hochzutreiben nützt dann wohl nichts ?

Servus Chris,

die Primärleerlaufinduktivität ist EIN Parameter, welcher die untere erreichbare Frequenzgrenze in Verbindung mit der PRIMÄRIMPEDANZ bestimmt, der Kernquerschnitt ist ein anderer wesentlicher Parameter, welcher die untere Frequenzgrenze in Verbindung mit der zu übertragenden LEISTUNG bestimmt. Als ganz grobe Faustformel kann man sagen, daß der induktive Blindwiderstand (Wechselstromwiderstand) X(L) der Primärseite des Ausgangsübertragers bei offener (= unbelasteter) Sekundärwicklung idealerweise ca. 10 * Primärimpedanz (ca. 5 * Primärimpedanz geht für ernsthafte Hifi-Zwecke grade auch noch) sein sollte - ist er kleiner, arbeitet die Endröhre zu einem erheblichen Teil auf den Blindwiderstand des Übertragers.
Nehmen wir jetzt zum Beispiel eine erforderliche Primärimpedanz von Z = 3[kOhm] und eine gewünschte untere -3[dB] Grenzfrequenz von f = 40[Hz], so sollte der induktive Blindwiderstand X(L) bei F = 40[Hz] ca. 30[kOhm] betragen. Daraus errechnet sich nach der Formel:

L = X(L) / (2 * Pi * f)

wobei gilt:

• L = Induktivität in [H] (Henry].
  
• X(L) = induktiver Blindwiderstand in [Ohm].
  
• Pi = Kreiszahl Pi (3.1415926).
  
• f = Frequenz in [Hz] (Hertz).
  

eine erforderliche Primärleerlaufinduktivität von ca. 119[H].

Wie aus oben stehender Formel leicht zu sehen ist, braucht es für die halbe Frequenz (nämlich f = 20[Hz]) bei sonst gleichbleibenden Bedingungen die doppelte Primärleerlaufinduktivität (also ca. 238[H]) - die Windungszahl muß also um das ca. 1.41-fache (die Quadratwurzel aus der Induktivitätsverdoppelung) ansteigen.

Die Mindestanforderung (das ist wirklich das absolute Minimum und ist eigentlich nicht mehr Hifi-tauglich) an die Primärleerlaufinduktivität des Ausgangsübertragers läßt sich übrigens nach folgender Formel berechnen:

L >= Z / (2 * Pi * f)

wobei gilt:

• L = Primärleerlaufinduktivität in [H] (Henry).
  
• Z = Primärimpedanz in [Ohm].
  
• Pi = Kreiszahl Pi (3.1415926).
  
• f = untere Grenzfrequenz in [Hz].
  

Damit ergäbe sich für unseren 3[kOhm] / 20[Hz] Fall eine Mindenstprimärleerlaufinduktivität von ca. 23.9[H] - beaufschlagen wir das Ganze wieder mit unserem Hifi-Mindestfaktor von 5, kommen wir wieder ziemlich genau bei unseren obigen 119[H] raus.

Was aus diesen Formeln auch noch zu sehen ist: Braucht die Endröhre nur eine niedrige Primärimpedanz des Ausgangsübertragers - z.B. im Fall einer 6C33C-B ca. 600[Ohm] - so sinkt auch die erforderliche Primärleerlaufinduktivität für eine gegebene untere Grenzfrequenz beträchtlich (nämlich im Falle der 6C33C-B bei 600[Ohm] und 40[Hz] ca. 24[H], bei 600[Ohm] und 20[Hz] ca. 48[H]). Damit sinken natürlich auch die Streuverlustgrößen (Streukapazität und Streuinduktivität), welche bei einem niederohmigeren Konzept von Haus aus nicht mehr so stark im Gesamtresultat des Verstärkers zu Tage treten. Dieser Umstand macht zu einem guten Teil den Charme und die Leistungsfähigkeit vieler 6C33C-B Konzepte aus. Im Umkehrschluß heißt dies natürlich auch, daß an das Können der Traofbauer für hochohmige-Kilovolt-Röhren vom Schlage einer 845 oder 211 schon besondere Anforderungen gestellt sind, will man hier zu passablen Resultaten kommen.

Der zweite - und von der induktiven Seite des Übertragers zunächst mal unabhängige - Punkt sind die magnetischen Eigenschaften des Ausgangsübertragers. Ohne hier jetzt in's Detail zu gehen (dann wird's nämlich wirklich kompliziert) kann man sich folgendes vorstellen: Habe ich eine niedrigere Frequenz, welche durch den Kern übertragen werden soll (und damit eine größere Zeitspanne für eine Vollperiode), dann benötige ich bei gegebener Leistung einfach diese größere Zeitspanne, in welcher der Kern Energie speichern können muß. Und das geht nur mit Blech - sprich mit Kernmasse. Deswegen muß der Kernquerschnitt bei gleicher Leistung und ansonsten gleichen Bedingungen in etwa linear mit dem Fallen der unteren Grenzfrequenz anwachsen.

Wird für den Kern vom Hersteller ein A(L)-Wert angegeben, so kann man sich die bei gegebener Primärleerlaufinduktivität erforderliche Primärwindungszahl nach folgender Formel ausrechnen:

w = 2 * (sqr(L / A(L)))

wobei gilt:

• w = erforderliche Windungszahl.
  
• sqr = Quadratwurzel.
  
• L = Induktivität in [H] (Henry).
  
• A(L) = Induktivitätskonstante (Induktivität einer Windung).
  

Für einen Kern M102b ohne Luftspalt (und deshalb ohne Gleichstromvormagnetisierung) aus Dynamoblech hab' ich aus einer uralten Tabelle einen A(L)-Wert von 6.3[µH] rausgelesen. Nach obiger Formel ergäbe sich dann für diesen Kern für die weiter oben genannten 119[H] Primärleerlaufinduktivität (bei 20[Hz] und X(L)-Faktor von 5 - und nicht von 10) eine erforderliche Primärwindungszahl von ca. 8.700 Windungen - sowas wickelt man nicht mal eben mit der Hand. Dieser Wert stellt sich mit heutigen Siliziumeisenkernen wesentlich günstiger dar - trotzdem kommen noch ein paar tausend Windungen zusammen. Allerdings geht die erforderliche Windungszahl bei Kernen mit Luftspalt auch wieder deutlich nach oben....obige Angabe gilt für einen M102b / Dynamoblech / ohne Luftspalt.

Hat man einen Luftspalt, dann werden die Dinge kompliziert, weil dann das Verhältnis von Eisenweglänge zu Luftweglänge ins Spiel kommt. Dieses Verhältnis von Eisenweglänge zu Luftweglänge bestimmt zusammen mit der Gleichstrom-Ampere-Windungszahl einen Faktor "gamma", mit welchem bei gegebenem A(L) Wert (also gegebenem Kern) und gegebener Windungszahl die tatsächliche Primärinduktivität mit Luftspalt nach folgender Formel berechnet werden kann:

L = w² * A(L) * gamma

wobei gilt:

• L = Primärleerlaufinduktivität in [H] (Henry]
  
• A(L) = Induktivitätskonstante (Induktivität einer Windung).
  
• w = Windungszahl.
  
• gamma = Korrekturfaktor aus Diagramm.
  

Für einen Kern M102b lese ich aus meiner uralten Tabelle eine Eisenweglänge von 238[mm] heraus. Bei einem Luftspalt von 1[mm] ergibt sich hieraus ein Quotient Eisenweglänge zu Luftweglänge "alpha" von 238. Gehe ich jetzt von ca. 20 Gleichstrom-Ampere-Windungen je [cm] Eisenweglänge aus, so kann ich aus meinem (uralten) Diagramm ein "gamma" von ca. 0.18 bei einem "alpha" von 238 rauslesen (gilt alles für normales Dynamoblech). Hieraus ergäbe sich nach obiger Formel bei 8.700 Windungen eine Primärleerlaufinduktivität con ca. 86[H] - dieser Wert wäre ca. das 3.5-fache der nach der absoluten Mindestformel berechneten Primärleerlaufinduktivität und für Hifi-Zwecke noch gerade so eben tolerierbar.

Die wesentlichen Einflußgrößen für den Kern nochmal zusammengefaßt:

• zu übertragende Leistung (mehr Leistung = größerer Kern).
  
• untere Grenzfrequenz (niedrigere Grenzfrequenz = größerer Kern).
  

Die wesentlichen Einflußgrößen für die Wicklung nochmal zusammengefaßßt:

• Primärimpedanz (höhere Primärimpedanz = höhere erforderliche Primärleerlaufinduktivität = mehr Windungen).
  
• untere Grenzfrequenz (niedrigere untere Grenzfrequenz = höhere Primärleerlaufinduktivität = mehr Windungen).
  
• zu übertragende Leistung (höhere Leistung = größere Drahtquerschnitte). Die zu übertragende Leistung hat direkt keinen Einfluß auf die Impedanzen oder Induktivitäten - und auf die erforderlichen Windungszahlen nur mittelbar, da für einen größeren Kern (für die höhere Leistung) zur Erzielung derselben Induktivität weniger Windungen erforderlich sind.
  

Hab noch ein paar SU75B Schnittbandkerne etwa 3Kg Schwer, vielleicht kann ich die als Eintaktübertrager verwenden,wenn ich nur eine Kammer benutze?Ok hab zwar noch nie gewickelt aber das würde doch mal Spass machen es zu versuchen. http://img467.imageshack.us/img467/2369/m2100023dy7.jpg http://img147.imageshack.us/img147/2405/m2100024cy4.jpg Dann bräuchte mann noch eine Wickelmaschine damit der Draht bündig draufkommt.Die Verschachtelung von Primär zu Sekundär ist bestimmt auch nicht einfach hinzubekommen.

Was auf den Bildern nicht zu sehen ist: Haben die Dinger eigentlich einen Luftspalt (für Eintakt-A-Betrieb zwingend erforderlich)? Und zum Selbstbau von Übertragern generell: Das Verschachteln von Wicklungen (und damit eigentlich den kompletten Bau des Übertragers) solltest Du, wenn möglich, einem Profi überlassen, der sowas schonmal gemacht hat - der korrekte Bau von Hochleistungs-Ausgangsübertragern ist eine wirkliche Kunst, die man nicht mal nebenbei erlernt.

Ich kann übrigens aus eigener Erfahrung sagen, daß man sich mit Ausgangsübertragern jahrelang, ja jahrzehntelang beschäftigen kann (natürlich nicht hauptberuflich, ist ja schließlich ein Hobby) und trotzdem immer wieder mal schwer erklärbare Mysterien und Phänomene erlebt - diese Dinger sind ein recht komplexes Thema, welches immer wieder für Überraschungen gut ist.

Grüße

Herbert

@Herbert

Ja die Schnittbandkerne sind in der Mitte geteilt so das mann
den Lufspalt variieren kann.Frag mich nur ob ich da nur eine Kammer benuztzen kann.Ich glaube bei der Priboy Endstufe auch solche Kerne Gesehen zu haben ,aber für Gegentakt.

Mann müsste wohl dam besten die Form von SM Schnittbandkerne haben(wie bei Experience Electronic) Wenn mann aber zwei von den SU Kernen zusammennimmt dann habe ich praktisch ein SM Kern.


@Michael

Bestimmt begrenzen die Vorstufenröhren die tiefen Frequenzen,
sonst würde der Übertragerkern bei höherer Leistung in die Sättigung geraten.Was wohl Herstellerseits so gewollt ist sonst müsste der Kern noch Grösser sein.
Nach den Abmessungen ist da ja in etwa ein 102 Kern der wohl etwas zu Klein ist für 20-30 Hz ohne Abfall.

Gruss Chris

pragmatiker schrieb:

Was aus diesen Formeln auch noch zu sehen ist: Braucht die Endröhre nur eine niedrige Primärimpedanz des Ausgangsübertragers - z.B. im Fall einer 6C33C-B ca. 600[Ohm] - so sinkt auch die erforderliche Primärleerlaufinduktivität für eine gegebene untere Grenzfrequenz beträchtlich (nämlich im Falle der 6C33C-B bei 600[Ohm] und 40[Hz] ca. 24[H], bei 600[Ohm] und 20[Hz] ca. 48[H]).

Hallo,


bei dieser Betrachtung
vergißt Du die Röhre selbst. Nur die 600 Ohm in die Rechnung einzubeziehen ist falsch. Wechselstrommäßig liegen Ri und Ra parallel, die resultierende uasgangsimpedanz liegt damit unter 80 Ohm.
Und diese 80 Ohm sollten Grundlage sein, den AÜ zu berechnen.

Wenn Du tatsächlich einen 600-Ohm-Übertrager auf M102b mit über 8000 Wdg. baust wirst Du wohl niemals glücklich werden....die Streuinduktivität wird einfach viel zu groß. Für die 6C33 mit 80 Ohm Ri sollte die weit unter 1mH bleiben, um keinen vorzeitigen Höhenabfall zu haben.

Das Problem der Verzerrungen relativiert sich bei Eintaktübertragern auch über den linearisiered wirkenden Luftspalt. Diesen besser mit Verzicht auf etwas L größer auslegen.

Gruß gaggi

Hallo Gagi

In Jogis Röhrenbude gibt es "Der Ausgangstransformator - Berechnung in Formeln und Nomogrammen"

http://www.jogis-roehrenbude.de/Spulen/AUe/AUe.htm

Hab da ein paar Fragen dazu:

1.
Bei der ersten Erste Formel kann mann die Primärinduktivität L ausrechnen,
Wenn ich für die 6c33c Ri 200 Ohm und Ra 600 Ohm und Fu 40 Hz in die Formel einsetze ,bekomme ich Für L 1,4 Henry.
Was mache ich Falsch?und diese Formel ist bestimmt nur für Übertrager ohne Luftspalt gedacht?

2.
Gelten für eine Drosselprimärinduktivität und einer Ausgangsübertragerprimärinduktivität , beide haben ja einen Luftspalt die gleichen berechnungen?

3.
Kennt jemand weitere Formeln, wo ich Eintaktübertrager mit Luftspalt berechnen kann?mit Windungszahlen,Eisenquerschnitt etc.



Gruss Chris

Mann müsste wohl dam besten die Form von SM Schnittbandkerne haben(wie bei Experience Electronic) Wenn mann aber zwei von den SU Kernen zusammennimmt dann habe ich praktisch ein SM Kern.

Hallo,

der 2. Buchstabe kennzeichnet nur die verwendbaren Spulenkörper der genormten Reihen, sonst nix.
Man kann damit Manteltrafos bauen (SE oder SM, 2 Paare in einem EI oder M-Spulenkörper)
oder einen Kerntrafo mit 2 Wickeln (SU, ein Kernpaar, dann mit 2 UI-Spulenkörpern)

Nach den Abmessungen ist da ja in etwa ein 102 Kern der wohl etwas zu Klein ist für 20-30 Hz ohne Abfall.

das hängt auch noch von anderen Faktoren ab. Es ist erst einmal egal, welcher kern verwendet wird, ein direkter Bezug Kern-Frequenz ist nicht vorhanden. Ausschlaggebend ist immer die zugelassene Verlustleistung. Diese bestimmt die Größe des Wickelraumes und damit auch die kerngröße. Nächster Parameter ist die zugelassene Aussteuerung des Bleches (Einfluß auf die Eisenverzerrungen). diese bestimmt die Windungszahl. Wenn dabei herauskommt, daß die Verluste zu groß werden, dann kommt der nächstgrößere in die Entwurfsrechnung. Ebenso, wenn die nötige Induktivität nicht erreicht wird.

Gruß gaggi

chris2178 schrieb:

Hallo Gagi In Jogis Röhrenbude gibt es "Der Ausgangstransformator - Berechnung in Formeln und Nomogrammen" http://www.jogis-roehrenbude.de/Spulen/AUe/AUe.htm Hab da ein paar Fragen dazu: 1. Bei der ersten Erste Formel kann mann die Primärinduktivität L ausrechnen, Wenn ich für die 6c33c Ri 200 Ohm und Ra 600 Ohm und Fu 40 Hz in die Formel einsetze ,bekomme ich Für L 1,4 Henry. Was mache ich Falsch?und diese Formel ist bestimmt nur für Übertrager ohne Luftspalt gedacht? 2. Gelten für eine Drosselprimärinduktivität und einer Ausgangsübertragerprimärinduktivität , beide haben ja einen Luftspalt die gleichen berechnungen? 3. Kennt jemand weitere Formeln, wo ich Eintaktübertrager mit Luftspalt berechnen kann?mit Windungszahlen,Eisenquerschnitt etc. Gruss Chris

Hallo,

1. die Formel ist ein entwurf für die erforderliche Mindest-Induktivität, unabhängig von irgendwelchen konstruktiven Details. Wie kommst Du auf 200 Ohm Ri? die 6C33 hat 80 Ohm

2. ja

3. überschlägige Berechnungen sind in vielen Büchern zu finden, um das lesen wirst Du nicht herumkommen.
Pitsch, Funkempfangstechnik
Schröder, Nachrichtentechnik
Bartels, NF-Verstärker
Kammerloher, Hochfrequenztechnik
uswusf.

Gruß gaggi

So hab gerade aus einem Buch zwei Formeln rausgesucht.

Kann mann damit was anfangen?

1.Formel



Also kann ich damit schon mal Induktivität L bestimmen ohne Luftspalt.



2.Formel



Mit dieser Formel könnte ich die Gesamtdurchflutung A in der ersten Formel einsetzen so habe ich dann die Primärinduktivität mit Luftspalt oder?
Bei dieser 2.Formel versteh ich die Zusammenhänge/Berechnung mit dem Luftspalt nicht , kann das mal jemand erklären ?

@gagi
Falls die Formeln nicht passen sollte stell doch mal eine von deinen hier rein zur berechnung der Primärinduktivität mit Luftspalt eines Ausgangstrafos, würd mich brennend interessieren.

Gruss Chris

Servus Gaggi,

zunächst einmal: Herzlich willkommen im Forum und viel Spaß bei uns. Und dann seien mir doch einige Anmerkungen zu Deinen Kommentaren gestattet - wobei ich um Nachsicht bitte, daß ich aufgrund der enormen Hitze (die einem das Hirn schon ordentlich aufweicht) einige Sachverhalte vielleicht etwas verkürze.

gaggi schrieb:

bei dieser Betrachtung vergißt Du die Röhre selbst. Nur die 600 Ohm in die Rechnung einzubeziehen ist falsch. Wechselstrommäßig liegen Ri und Ra parallel, die resultierende uasgangsimpedanz liegt damit unter 80 Ohm. Und diese 80 Ohm sollten Grundlage sein, den AÜ zu berechnen.

und weiter:

gaggi schrieb:

die Formel ist ein entwurf für die erforderliche Mindest-Induktivität, unabhängig von irgendwelchen konstruktiven Details. Wie kommst Du auf 200 Ohm Ri? die 6C33 hat 80 Ohm

Wenn man die Impedanz der Netzteilelkos im interessierenden Frequenzgebiet mal mit näherungsweise null ansetzt, stimmt die These, daß der R(i) der Röhre und die Primärimpedanz des Ausgangsübertragers wechselspannungsmäßig parallel liegen. Wobei mich mal interessieren würde, aus welchem Datenblatt oder aus welcher Messung die Aussage "die 6C33 hat 80[Ohm] Innenwiderstand" eigentlich hergeleitet wird. Wichtig erscheint mir in diesem Zusammenhang, daß R(i) eine differentielle Größe, z.B. aufgenommen als Quotient der Spannungs- und Stromdifferenzen zweier verschiedender Arbeitspunkte, ist - sowas wurde z.B. in Jogis Röhrenbude wie folgt gemacht:

Aus diesem Diagramm ergibt sich ein differentieller R(i) von ca. 100[Ohm] - bei diesen beiden Arbeitspunkten (bei anderen Arbeitspunkten kann dies bereits ganz anders aussehen). Bei dieser Messung ist nun zu beachten, daß die Anodenspannung aus einem Konstantspannungsnetzteil (mit einen sehr niedrigen Innenwiderstand - näherungsweise in der Gegend von 0[Ohm]) gewonnen wurde...diese Ergebnisse können bei einem Anodenwiderstand, welcher eine Primärimpedanz eines Ausgangsübertragers in der Gegend von 200...600[Ohm] nachbildet, bereits ganz anders aussehen. Zurück zur Parallelschaltung: Diese Parallelschaltung gilt ohne Wenn und Aber dann, wenn über dem Netzteilelko eine Spannung von 0[V] anliegen würde - sprich, wenn die Energie zur Speisung der Schaltung irgendwo anders herkommen würde. Dem ist aber nicht so...trotz wechselspannungsmäßiger Impedanz in der Gegend von 0[Ohm] kommt die Energie zur Speisung der Lastanordnung primär aus dem letzten Elko der Siebkette des Netzteils - und damit ist aus Sicht des Netzteils auch im Wechselstromfall (und damit des Stromflusses durch die Komponenten) eine Serienschaltung aus aktuellem Röhreninnenwiderstand und Primärimpedanz des Ausgangsübertragers bei einer gegebenen Frequenz gegeben. Ob wir hier nun genau Leistungsanpassung haben oder nicht, ist zunächst einmal von untergeordneter Bedeutung - der R(i) der Röhre ist im Fall der 6C33C-B klein (aber nicht 0[Ohm]) gegenüber der Primärimpedanz des Ausgangsübertragers. Und damit können wir - um auf der sicheren Seite zu liegen - den Ausgangsübertrager isoliert betrachten....und genau das habe ich bei meinen Überschlagsbetrachtungen getan. Und jetzt kommen wir zum Kern der (zugegebenermassen stark vereinfachten, dafür aber selbstbautauglichen) Sache: Wenn man annimmt, daß das X(L) der Primärwicklung des Ausgangsübertragers bei einer gegebenen Frequenz identisch mit der (Wunsch)Primärimpedanz des Ausgangsübertragers ist, dann heißt das nichts anderes (alles stark vereinfacht und selbstbautauglich, wie gesagt), daß der Primärimpedanz des Ausgangsübertragers ein ohmscher Widerstand gleicher Größe parallel liegt. Nimmt man nun an, daß die den Ausgangsübertrager steuernde Quelle einen der Wunschimpedanz des Ausgangsübertragers identischen Innenwiderstand hat (daß also Leistungsanpassung herrsche) und betrachtet den X(L) = Z(prim) Fall, so erkennt man, daß bei dieser (unteren Grenz)Frequenz die Ausgangsspannung gegenüber X(L) = unendlich [Ohm] um ca. 3.5[dB] gefallen ist. Die Effekte, die eine Änderung von Z(prim)gesamt auf den R(i) der Röhre hat, lasse ich hier aus Vereinfachungsgründen bewußt außer acht (hier kann man sich totrechnen oder einfach messen - was vermutlich schneller zum Ziel führt). Ein Abfall von ca. 3.5[dB] auf der unteren Wunsch-Grenzfrequenz (welche der Verstärker noch sauber übertragen soll) ist aber bei heutigen highendigen Hifi-Verstärkern (und um diese Dinger handelt es sich hier ja) heute nicht tolerierbar. Das ist auch der entscheidende Unterschied: Viel Literatur zu diesem Thema stammt aus einer Zeit, in der Röhrenradios entwickelt wurden und den Entwicklern die dazu passenden Formeln an die Hand gegeben wurden - heutige Ansprüche in Bezug auf Ebenheit des Frequenzgangs waren damals kein Thema. Außerdem waren zum damaligen Zeitpunkt der Literaturverfassung heute übliche Kernmaterialien (wie z.B. dünnes, kaltgewalztes und schlußgeglühtes kornorientiertes Siliziumeisen) - auch aus Kostengründen - noch weitgehend ungebräuchlich. Und genau deswegen plädiere ich dafür, den X(L) des Ausgangsübertragers auf der untersten zu übertragenden Frequenz etwa 5...10 mal so groß zu machen wie die Auslegungsprimärimpedanz (wenn heute jemand sagt, er möchte z.B. 40[Hz] noch sauber übertragen, dann meint er damit in den allermeisten Fällen nicht, daß er diese 40[Hz] nur noch mit der halben Leistung bezogen auf 1[kHz] sehen will - und genau dieser Fall wären ca. -3[dB])....und daraus ergibt sich dann direkt die erforderliche Mindestprimärleerlaufinduktivität.

Du hast natürlich prinzipiell schon recht: Im Wege der genauen Analyse und Rechnung (wobei manche Rechengänge - da iterativ - ewig dauern) kann man Ausgangsübertrager so auslegen, daß man mit zum Teil (je nach Röhre, Schaltungsart und Netzteil) erheblich weniger Primärleerlaufinduktivität (und damit einer geringeren Primärwindungszahl) zurechtkommt und trotzdem akzeptable Resultate erzielt - nur: Die allerwenigsten Hobbyisten hier dürften die Möglichkeiten dazu haben (mal ganz abgesehen davon, daß man sich wirklich einen "Wolf" rechnet). Und manche Dinge verschließen sich (mangels Kenntnis aller Parameter) einer Rechnung vollständig - hier müßte man zur Optimierung (z.B. einer Primärwicklung mit möglichst geringer Windungszahl) in jedem Fall ausführlich (und nicht unbedingt hobbytauglich) messen.

Ich darf in diesem Zusammenhang ein paar Meßwerte eines Ringkernnetztrafos (nicht gleichstromvorbelastet) zum besten geben, welchen ich als Ausgangsübertrager für ein Projekt verwendet habe, dessen Frequenz- und Phasengangplot in meinem Avatar zu sehen ist (die Resonanzüberhöhung, die dort bei bei ca. 10[kHz] zu sehen ist, beträgt übrigens ca. 0.2[dB]) - Meßgerät: HP4261A LCR-Meter:

• Primärleerlaufinduktivität bei 100[Hz] / 1[Veff]: ca. 70[H].
  
• Primärleerlaufinduktivität bei 1[kHz] / 1[Veff]: ca. 10[H].
  
• Streuinduktivität bei 100[Hz] / 1[Veff]: ca. 6[mH].
  
• Streuinduktivität bei 1[kHz] / 1[Veff]: ca. 6[mH].
  
• Nennprimärimpedanz bei 8[Ohm] Sekundärimpedanz: ca. 3[kOhm].
  

Aus diesen Meßwerten geht, so glaube ich, bereits deutlich hervor, wie variabel die Primärleerlaufinduktivität eisenbehafteter Kerne bezüglich der Meßfrequenz ist (und übrigens auch bezüglich des Meßpegels ist, auch wenn das hier nicht aufgeführt ist) - insofern sind rein theoretische Betrachtungen eines Ausgangsübertragers immer mit Vorsicht zu geniessen - ich lege mich da gerne durch hinreichend große Primärleerlaufinduktivitäten auf die sichere Seite.

gaggi schrieb:

Wenn Du tatsächlich einen 600-Ohm-Übertrager auf M102b mit über 8000 Wdg. baust wirst Du wohl niemals glücklich werden....die Streuinduktivität wird einfach viel zu groß. Für die 6C33 mit 80 Ohm Ri sollte die weit unter 1mH bleiben, um keinen vorzeitigen Höhenabfall zu haben.

Das hab' ich so nie geschrieben, die ca. 8000 Windungen beziehen sich auf einen Übertrager mit einer Nenn-Primärimpedanz von 3[KOhm] (siehe meinen Beitrag weiter oben). Für einen Ausgangsübertrager einer 6C33C-B liegt die erforderliche Primärwindungszahl natürlich erheblich niedriger. Im übrigen (siehe weiter oben) hab' ich bei einem Nominalprimärimpedanzniveau von ca. 3[kOhm], einer Streuinduktivität von ca. 6[mH] bei einer Sekundärimpedanz von 8[Ohm] sowie einer Meßleistung von 10[W] (bei 1[kHz]) den in meinem Avatar dargestellten Frequenzgang (X-Achse: logarithmisch 4 Dekaden von 10[Hz] bis 100[kHz], Y-Achse: 0.5[dB] / Teil) erreicht - die -0.5[dB] Grenze liegt da bei ca. 30[kHz] und die -1.0[dB] Grenze bei ca. 60[kHz]....von einem "vorzeitigen" Höhenabfall kann man da (trotz der immerhin ca. 6[mH] Streuinduktivität) wohl nicht mehr direkt sprechen, oder? Damit der Frequenz- und Phasengangplot im Detail gut sichtbar ist (Meßgerät: HP3577A Vector-Network-Analyzer):

gaggi schrieb:

Das Problem der Verzerrungen relativiert sich bei Eintaktübertragern auch über den linearisiered wirkenden Luftspalt. Diesen besser mit Verzicht auf etwas L größer auslegen.

Zunächst mal: d'accors. Ein Luftspalt von 1...2[mm] ist (je nach Kerntyp, Kerngröße, Kernmaterial und Gleichstromvorbelastung) bei Eintakt-A-Endstufen durchaus anzuraten. Trotzdem sollte man - meiner Meinung nach - für highendige Hifi-Ansprüche (nicht Voodoo, sondern nachmeßbare Daten) die Primärleerlaufinduktivität und die Streuinduktivität sowie die Streukapazität nicht aus den Augen verlieren. Gute Ausgangsübertrager zu bauen ist nun mal eine Kunst, die man nicht im Handumdrehen beherrscht...ich hab's hier im Forum oft genug gesagt.

gaggi schrieb:

Es ist erst einmal egal, welcher kern verwendet wird, ein direkter Bezug Kern-Frequenz ist nicht vorhanden.

Mit dieser Aussage gehe ich nicht konform - es ist durchaus ein direkter Bezug Kerngröße (oder, genauer gesagt: Kernquerschnitt und Magnetisierungsgrenze) --> Frequenz (bei ansonsten identischen Bedingungen) gegeben. Bei der vollständig theoretischen Betrachtung dieser Dinge landen wir recht schnell bei den Herren Maxwell, Lorentz, Helmholtz und Co. - siehe z.B. hier:

http://www.wolfram-stanek.de/maxwellgleichung.htm

Aber das wollen wir uns hier als Hobbyisten dann doch nicht antun...deswegen eine einzige Gleichung, die das Thema etwas reduziert und transparenter macht:

wobei gilt:

• A(Fe) = magnetischer Kernquerschnitt in [cm²].
  
• U = Effektivwert der Spannung in [Veff].
  
• f = Frequenz in [Hz].
  
• n = Windungszahl.
  
• (delta)B = Induktionsamplitude (magnetische Flußdichteänderung) in [T] (Tesla = 1[Vs/m²] = 1[Wb/m²]).
  

Zu erwähnen ist hierbei zunächst einmal, daß diese Formel für einen luftspaltlosen Transformator gilt - für einen Übertrager mit Luftspalt sehen die Dinge etwas anders aus. Was allerdings aus dieser Gleichung klar herauszulesen ist: Selbst wenn man die Parameter "U", "n" und "(delta)B" gleichläßt, steigt der erforderliche Kernquerschnitt mit sinkender Frequenz "f" linear an.

Bei der für einen gegebenen Kern möglichen magnetischen Flußdichteänderung (= Magnetisierungsgrenze) kommen nun die für den Ausgangsübertrager verwendeten Kernmaterialien ins Spiel. Bei warmgewalztem Eisenblech (Dynamoblech) und M, MD oder EI-Kernen mit 0.5[mm] Blechdicke liegen diese Werte bei ca. 1.0[T] bis ca. 1.2[T], bei kaltgewalztem, kornorientiertem, schlußgeglühtem Siliziumblech, 0.35[mm] Dicke sind hier mit M, MD oder EI-Kernen durchaus Werte in der Gegend von 1.5[T] bis 1.8[T] zu erreichen. Bei Ringkernen mit 0.31[mm] Banddicke aus schlußgeglühtem, kornorientiertem, kaltgewalztem Siliziumeisen kommen wir hier in die Gegend von 2.0[T]. Mit dieser Steigerung der Magnetisierungsgrenzen sind natürlich auch mögliche Verringerungen der Kernquerschnitte und damit kleinere Bauformen von Ausgangsübertragern bei besseren Kernmaterialien und Kerntypen möglich, sofern der erforderliche Wickelraum für eine gegebene Windungszahl und Leistungsbelastung das zuläßt.

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

Servus Gaggi, zunächst einmal: Herzlich willkommen im Forum und viel Spaß bei uns. Und dann seien mir doch einige Anmerkungen zu Deinen Kommentaren gestattet - wobei ich um Nachsicht bitte, daß ich aufgrund der enormen Hitze (die einem das Hirn schon ordentlich aufweicht) einige Sachverhalte vielleicht etwas verkürze.

hallo auch,

da hast Du ja ganz schön vorgelegt, mal sehen, ob ich das bei der Hitze alles auf die Reihe kriege.

die 80 ohm sind natürlich Quatsch, entstammen Überlegungen zu einer Parallel-eintaktgeschichte. Bei vernünftigen AP sind es um die 160 Ohm für eine Röhre und damit Deine 200 Ohm eher zutreffend.

Also 600||160 ohm, macht 126 ohm.

Wichtig erscheint mir in diesem Zusammenhang, daß R(i) eine differentielle Größe, z.B. aufgenommen als Quotient der Spannungs- und Stromdifferenzen zweier verschiedender Arbeitspunkte, ist - sowas wurde z.B. in Jogis Röhrenbude wie folgt gemacht: Aus diesem Diagramm ergibt sich ein differentieller R(i) von ca. 100[Ohm] - bei diesen beiden Arbeitspunkten (bei anderen Arbeitspunkten kann dies bereits ganz anders aussehen).

Wenn man davon absieht, daß dieses gezeigte Diagramm zumindest "gewöhnungsbedürftig" ist, es geht in die richtige Richtung. Die 100 ohm Ri gelten aber für Ug=0V, kein realistischer Arbeitspunkt für eine verstärkerschaltung.

Diese Parallelschaltung gilt ohne Wenn und Aber dann, wenn über dem Netzteilelko eine Spannung von 0[V] anliegen würde - sprich, wenn die Energie zur Speisung der Schaltung irgendwo anders herkommen würde. Dem ist aber nicht so...trotz wechselspannungsmäßiger Impedanz in der Gegend von 0[Ohm] kommt die Energie zur Speisung der Lastanordnung primär aus dem letzten Elko der Siebkette des Netzteils - und damit ist aus Sicht des Netzteils auch im Wechselstromfall (und damit des Stromflusses durch die Komponenten) eine Serienschaltung aus aktuellem Röhreninnenwiderstand und Primärimpedanz des Ausgangsübertragers bei einer gegebenen Frequenz gegeben.

das ist für die wechselstrombezogene Betrachtung unerheblich, für diese kann der Elko als nicht existent betrachtet werden. Wenn man ihn berücksichtigt, dann mit xc in reihe zum Ri der Röhre, diese reihenschaltung liegt aber trotzdem parallel zum transformierten Lautsprecherwiderstand.

Und damit können wir - um auf der sicheren Seite zu liegen - den Ausgangsübertrager isoliert betrachten....und genau das habe ich bei meinen Überschlagsbetrachtungen getan.

da gehe ich nicht konform. So groß ist der rechnerische Aufwand nicht, daß wirkliche Einsparungen an Aufwand mit dieser Vereinfachung möglich wären.

Und jetzt kommen wir zum Kern der (zugegebenermassen stark vereinfachten, dafür aber selbstbautauglichen) Sache: Wenn man annimmt, daß das X(L) der Primärwicklung des Ausgangsübertragers bei einer gegebenen Frequenz identisch mit der (Wunsch)Primärimpedanz des Ausgangsübertragers ist, dann heißt das nichts anderes (alles stark vereinfacht und selbstbautauglich, wie gesagt), daß der Primärimpedanz des Ausgangsübertragers ein ohmscher Widerstand gleicher Größe parallel liegt. Nimmt man nun an, daß die den Ausgangsübertrager steuernde Quelle einen der Wunschimpedanz des Ausgangsübertragers identischen Innenwiderstand hat (daß also Leistungsanpassung herrsche) und betrachtet den X(L) = Z(prim) Fall, so erkennt man, daß bei dieser (unteren Grenz)Frequenz die Ausgangsspannung gegenüber X(L) = unendlich [Ohm] um ca. 3.5[dB] gefallen ist.

Hallo, genau da liegt der Denkfehler in Deiner vereinfachten Berücksichtigung nur des Ra. Wenn du mit deiner methode rechnest, würde ein XL von 600 ohm diese 3dB Abfall bedeuten. In der Praxis wird sich aber zeigen, daß erst bei 125 Ohm XL dieser Abfall eintritt. Also bei weniger als einem Viertel der Frequenz, die Du ermittelt hast. Und der Fehler wird umso größer, je größer die Überanpassung ist. Oder je stärker gegengekoppelt wird, was ja den Ri drastisch senkt.

Die Effekte, die eine Änderung von Z(prim)gesamt auf den R(i) der Röhre hat, lasse ich hier aus Vereinfachungsgründen bewußt außer acht (hier kann man sich totrechnen oder einfach messen - was vermutlich schneller zum Ziel führt). Ein Abfall von ca. 3.5[dB] auf der unteren Wunsch-Grenzfrequenz (welche der Verstärker noch sauber übertragen soll) ist aber bei heutigen highendigen Hifi-Verstärkern (und um diese Dinger handelt es sich hier ja) heute nicht tolerierbar.

Dieser Abfall ist tolerierbar, man muß ja nicht wie in der Radiogerätekonstruktion 50 Hz ansetzen. Aber auf 25Hz gerechnet paßt das schon. weil kaum ein Musiksignal erstens solch tiefe Frequenzen enthält, die zweitens mit normalen Lautsprechern im normalen Wohnraum sowieso nicht wiedergegeben werden können. Und die drittens kaum noch gehört werden. ich rede jetzt natürlich nicht von irgendwelchen techno-Gedöhns.

Außerdem waren zum damaligen Zeitpunkt der Literaturverfassung heute übliche Kernmaterialien (wie z.B. dünnes, kaltgewalztes und schlußgeglühtes kornorientiertes Siliziumeisen) - auch aus Kostengründen - noch weitgehend ungebräuchlich.

das ist auch eine der heutigen unsinnigen Aussagen. dasBlech, was Du meinst, gibt es seit den 50ern. Aber das ist für einen AÜ nicht relevant. Um die Eisenverzerrungen nicht zu groß werden zu lassen, sollte man nur gering aussteuern, egal ob mit Dynamoblech IV oder M111-35 geglüht.
Mit den schon in alter Literatur empfohlenen Werten 0,4T für Eintakt, 0,6-0,8T für gegenbgekoppelte Gegentaktendstufen liegt man mit jedem eisenblech gut, egal ob 1 oder 60 jahre alt.

Und genau deswegen plädiere ich dafür, den X(L) des Ausgangsübertragers auf der untersten zu übertragenden Frequenz etwa 5...10 mal so groß zu machen wie die Auslegungsprimärimpedanz (wenn heute jemand sagt, er möchte z.B. 40[Hz] noch sauber übertragen, dann meint er damit in den allermeisten Fällen nicht, daß er diese 40[Hz] nur noch mit der halben Leistung bezogen auf 1[kHz] sehen will - und genau dieser Fall wären ca. -3[dB])....und daraus ergibt sich dann direkt die erforderliche Mindestprimärleerlaufinduktivität.

Da muß ich einfach widersprechen. Induktivität ist beileibe nicht alles. Aber stell Dir in Deinem Beispiel mal vor, Du baust tatsächlich einen 600-Ohm-Übertrager mit 8000 Windungen auf M102b. Jede Menge Induktivität ja, aber was macht die Streuinduktivität? Bei gutem Aufbau ist mit einem M102b bei derart hohen Windungszahlen vielleicht ein wert um 10mH möglich, wenn stark verschachtelt wird. das bedeutet aber, daß bei 20KHz ein XL dieser Streuinduktivität von 1250 ohm in Reihe zu den 600 Ohm transformiertem Lastwiderstand liegt, d.h. die Röhre "sieht " bei 20 KHz 1800 Ohm, die leistung geht zurück, da es eine Triode mit Spannungsquellen--Verhalten ist, und von dieser reduzierten Leistung kommen nur noch ca. 30% zum Lautsprecher durch.

Du hast natürlich prinzipiell schon recht: Im Wege der genauen Analyse und Rechnung (wobei manche Rechengänge - da iterativ - ewig dauern) kann man Ausgangsübertrager so auslegen, daß man mit zum Teil (je nach Röhre, Schaltungsart und Netzteil) erheblich weniger Primärleerlaufinduktivität (und damit einer geringeren Primärwindungszahl) zurechtkommt und trotzdem akzeptable Resultate erzielt - nur: Die allerwenigsten Hobbyisten hier dürften die Möglichkeiten dazu haben (mal ganz abgesehen davon, daß man sich wirklich einen "Wolf" rechnet). Und manche Dinge verschließen sich (mangels Kenntnis aller Parameter) einer Rechnung vollständig - hier müßte man zur Optimierung (z.B. einer Primärwicklung mit möglichst geringer Windungszahl) in jedem Fall ausführlich (und nicht unbedingt hobbytauglich) messen.

unterschätze die hobbyisten nicht, und man muß sich auch keinen Wolf rechnen. Es reicht ja, die Windungszahlen über Leistung, Kernquerschnitt und Induktion zu bestimmen. Wenn man dann den Luftspalt nicht zu groß macht paßt es meist schon. Und bei gegentakttrafos ohne Luftspalt eigentlich fast immer.

Ich darf in diesem Zusammenhang ein paar Meßwerte eines Ringkernnetztrafos (nicht gleichstromvorbelastet) zum besten geben, welchen ich als Ausgangsübertrager für ein Projekt verwendet habe, dessen Frequenz- und Phasengangplot in meinem Avatar zu sehen ist (die Resonanzüberhöhung, die dort bei bei ca. 10[kHz] zu sehen ist, beträgt übrigens ca. 0.2[dB]) - Meßgerät: HP4261A LCR-Meter: Primärleerlaufinduktivität bei 100[Hz] / 1[Veff]: ca. 70[H]. Primärleerlaufinduktivität bei 1[kHz] / 1[Veff]: ca. 10[H]. Streuinduktivität bei 100[Hz] / 1[Veff]: ca. 6[mH]. Streuinduktivität bei 1[kHz] / 1[Veff]: ca. 6[mH]. Nennprimärimpedanz bei 8[Ohm] Sekundärimpedanz: ca. 3[kOhm]. Aus diesen Meßwerten geht, so glaube ich, bereits deutlich hervor, wie variabel die Primärleerlaufinduktivität eisenbehafteter Kerne bezüglich der Meßfrequenz ist (und übrigens auch bezüglich des Meßpegels ist, auch wenn das hier nicht aufgeführt ist) - insofern sind rein theoretische Betrachtungen eines Ausgangsübertragers immer mit Vorsicht zu geniessen - ich lege mich da gerne durch hinreichend große Primärleerlaufinduktivitäten auf die sichere Seite.

wie gesagt, viel hilft nicht immer viel

Das hab' ich so nie geschrieben, die ca. 8000 Windungen beziehen sich auf einen Übertrager mit einer Nenn-Primärimpedanz von 3[KOhm] (siehe meinen Beitrag weiter oben).

sorry, das hab ich dann falsch verstanden.

Für einen Ausgangsübertrager einer 6C33C-B liegt die erforderliche Primärwindungszahl natürlich erheblich niedriger. Im übrigen (siehe weiter oben) hab' ich bei einem Nominalprimärimpedanzniveau von ca. 3[kOhm], einer Streuinduktivität von ca. 6[mH] bei einer Sekundärimpedanz von 8[Ohm] sowie einer Meßleistung von 10[W] (bei 1[kHz])

bei 3K sind 6mH auch nicht mehr so schlimm

den in meinem Avatar dargestellten Frequenzgang (X-Achse: logarithmisch 4 Dekaden von 10[Hz] bis 100[kHz], Y-Achse: 0.5[dB] / Teil) erreicht - die -0.5[dB] Grenze liegt da bei ca. 30[kHz] und die -1.0[dB] Grenze bei ca. 60[kHz]....von einem "vorzeitigen" Höhenabfall kann man da (trotz der immerhin ca. 6[mH] Streuinduktivität) wohl nicht mehr direkt sprechen, oder? Damit der Frequenz- und Phasengangplot im Detail gut sichtbar ist (Meßgerät: HP3577A Vector-Network-Analyzer):

Das ist völlig o.k., was mich wundert ist das Aussehen des Graphen am unteren Frequenzende, das sieht recht steil aus?

gaggi schrieb: Das Problem der Verzerrungen relativiert sich bei Eintaktübertragern auch über den linearisiered wirkenden Luftspalt. Diesen besser mit Verzicht auf etwas L größer auslegen. Zunächst mal: d'accors. Ein Luftspalt von 1...2[mm] ist (je nach Kerntyp, Kerngröße, Kernmaterial und Gleichstromvorbelastung) bei Eintakt-A-Endstufen durchaus anzuraten. Trotzdem sollte man - meiner Meinung nach - für highendige Hifi-Ansprüche (nicht Voodoo, sondern nachmeßbare Daten) die Primärleerlaufinduktivität und die Streuinduktivität sowie die Streukapazität nicht aus den Augen verlieren. Gute Ausgangsübertrager zu bauen ist nun mal eine Kunst, die man nicht im Handumdrehen beherrscht...ich hab's hier im Forum oft genug gesagt. gaggi schrieb: Es ist erst einmal egal, welcher kern verwendet wird, ein direkter Bezug Kern-Frequenz ist nicht vorhanden. Mit dieser Aussage gehe ich nicht konform - es ist durchaus ein direkter Bezug Kerngröße (oder, genauer gesagt: Kernquerschnitt und Magnetisierungsgrenze) --> Frequenz (bei ansonsten identischen Bedingungen) gegeben. Bei der vollständig theoretischen Betrachtung dieser Dinge landen wir recht schnell bei den Herren Maxwell, Lorentz, Helmholtz und Co. - siehe z.B. hier: http://www.wolfram-stanek.de/maxwellgleichung.htm Aber das wollen wir uns hier als Hobbyisten dann doch nicht antun...deswegen eine einzige Gleichung, die das Thema etwas reduziert und transparenter macht: wobei gilt: A(Fe) = magnetischer Kernquerschnitt in [cm²]. U = Effektivwert der Spannung in [Veff]. f = Frequenz in [Hz]. n = Windungszahl. (delta)B = Induktionsamplitude (magnetische Flußdichteänderung) in [T] (Tesla = 1[Vs/m²] = 1[Wb/m²]). Zu erwähnen ist hierbei zunächst einmal, daß diese Formel für einen luftspaltlosen Transformator gilt - für einen Übertrager mit Luftspalt sehen die Dinge etwas anders aus. Was allerdings aus dieser Gleichung klar herauszulesen ist: Selbst wenn man die Parameter "U", "n" und "(delta)B" gleichläßt, steigt der erforderliche Kernquerschnitt mit sinkender Frequenz "f" linear an. Bei der für einen gegebenen Kern möglichen magnetischen Flußdichteänderung (= Magnetisierungsgrenze) kommen nun die für den Ausgangsübertrager verwendeten Kernmaterialien ins Spiel. Bei warmgewalztem Eisenblech (Dynamoblech) und M, MD oder EI-Kernen mit 0.5[mm] Blechdicke liegen diese Werte bei ca. 1.0[T] bis ca. 1.2[T], bei kaltgewalztem, kornorientiertem, schlußgeglühtem Siliziumblech, 0.35[mm] Dicke sind hier mit M, MD oder EI-Kernen durchaus Werte in der Gegend von 1.5[T] bis 1.8[T] zu erreichen. Bei Ringkernen mit 0.31[mm] Banddicke aus schlußgeglühtem, kornorientiertem, kaltgewalztem Siliziumeisen kommen wir hier in die Gegend von 2.0[T]. Mit dieser Steigerung der Magnetisierungsgrenzen sind natürlich auch mögliche Verringerungen der Kernquerschnitte und damit kleinere Bauformen von Ausgangsübertragern bei besseren Kernmaterialien und Kerntypen möglich, sofern der erforderliche Wickelraum für eine gegebene Windungszahl und Leistungsbelastung das zuläßt.

nun wird es langsam unübersichtlich
also, solche Formeln sind erst mal ein guter Anhaltspunkt,
die Rechnung mit 1,5 oder 2,0 T bei AÜ nicht, siehe weiter oben. Eisen hat sich an sich nicht geändert, die Eisenverzerrungen aber leider auch nicht. Deshalb sollte man diese Werte, welche für maximale Leistungsausbeute von Netrafos gelten, nicht für AÜ übernehmen, auch wenn manche Trafobauer das tun.

Gruß gaggi

gaggi schrieb:

Wenn man davon absieht, daß dieses gezeigte Diagramm zumindest "gewöhnungsbedürftig" ist, es geht in die richtige Richtung. Die 100 ohm Ri gelten aber für Ug=0V, kein realistischer Arbeitspunkt für eine verstärkerschaltung.

Servus Gaggi,

ich kann in dem Diagramm bei der Ermittlung der differentiellen R(i)-Größe nur eine U(g) von -30[V] entdecken und keine 0[V] - oder sehe ich da was falsch? Außerdem ist das ein Beispieldiagramm aus Jogis Röhrenbude - ich wollte damit nicht ausdrücken, daß ich mir diese Meinung zu eigen mache (ich hatte die Russenlady bis jetzt noch nicht in den Fingern, insofern sind meine Aussagen hier rein theoretischer Natur).

das ist für die wechselstrombezogene Betrachtung unerheblich, für diese kann der Elko als nicht existent betrachtet werden. Wenn man ihn berücksichtigt, dann mit xc in reihe zum Ri der Röhre, diese reihenschaltung liegt aber trotzdem parallel zum transformierten Lautsprecherwiderstand.

Das stimmt natürlich schon - dazu müßte man aber den wirklichen R(i) einer Röhre bei gegebenem Arbeitspunkt erstmal genau kennen...und diese Angabe geht aus vielen Datenblättern nicht direkt hervor. Insofern kann meiner Meinung nach (wenn man ohne Reserven und Sicherheitszuschläge dimensioniert) ohne genaue Kenntnis von R(i) als Minimum eigentlich nur Leistungsanpassung (R(i) = Z(prim)) angenommen werden - und damit halbieren sich dann meine überschlägig ermittelten Werte.

Aber auf 25Hz gerechnet paßt das schon. weil kaum ein Musiksignal erstens solch tiefe Frequenzen enthält, die zweitens mit normalen Lautsprechern im normalen Wohnraum sowieso nicht wiedergegeben werden können. Und die drittens kaum noch gehört werden. ich rede jetzt natürlich nicht von irgendwelchen techno-Gedöhns.

Von Techno-Gedöns rede ich auch nicht....nur gibt es z.B. auch Bach'sche Orgelwerke....und wenn der Organist da ganz links in's Pedal tritt, dann stehen halt schon mal 16[Hz] mit Leistung an. Vorausgesetzt, der Frequenzgang des Verstärkers wurde vorher nicht geeignet beschnitten, wäre es doch schön, wenn diese 16[Hz] sauber über den Übertrager kommen....was der Lautsprecher hinten dran dann daraus macht, steht auf einem anderen Blatt....nur kann man das als reiner Verstärker-Entwickler heutzutage nicht mehr wissen, da (anders als in Röhrenradio-Zeiten) der Lautsprecher nunmal kein integraler (und damit bekannter) Verstärkerbestandteil mehr ist.

das ist auch eine der heutigen unsinnigen Aussagen. dasBlech, was Du meinst, gibt es seit den 50ern. Aber das ist für einen AÜ nicht relevant. Um die Eisenverzerrungen nicht zu groß werden zu lassen, sollte man nur gering aussteuern, egal ob mit Dynamoblech IV oder M111-35 geglüht. Mit den schon in alter Literatur empfohlenen Werten 0,4T für Eintakt, 0,6-0,8T für gegenbgekoppelte Gegentaktendstufen liegt man mit jedem eisenblech gut, egal ob 1 oder 60 jahre alt.

Na, steigt bei moderneren, dünneren (und damit teureren) Blechen der lineare magnetische Aussteuerbereich nicht nach oben an? Oder hab' ich da was nicht mitbekommen?

Da muß ich einfach widersprechen. Induktivität ist beileibe nicht alles. Aber stell Dir in Deinem Beispiel mal vor, Du baust tatsächlich einen 600-Ohm-Übertrager mit 8000 Windungen auf M102b.

Nochmal: das mit den 8000 Windungen für einen 600[Ohm] Übertrager hab' ich so nicht geschrieben.

unterschätze die hobbyisten nicht

Das tue ich nicht....nur weiß ich aus Diskussionen hier im Forum, daß beileibe nicht jeder Hobbyist knietief in der Materie drinsteckt und trotzdem gerne einfache Handreichungen hätte, mit denen ein Selbstbau oder eine Modifikation aller Wahrscheinlichkeit nach gelingt (und sei es mit gehörigen Sicherheitszuschlägen). Wenn selbst gebaut wird, dann sind's ja in aller Regel keine Massenprodukte, bei denen es im Röhrenverstärkerbereich auf den letzten optimierten Cent ankommt. Und nichts anderes hab' ich in meiner Zeit hier im Forum von mir gegeben (wobei mir z.B. das Kapitel Streuinduktivität durchaus bewußt ist - das ist hier in einigen Beiträgen im Forum von mir nachzulesen).

bei 3K sind 6mH auch nicht mehr so schlimm

Ganz genau - die Meßwerte hierzu würde ich auch nicht direkt als schlecht bezeichnen.....

Das ist völlig o.k., was mich wundert ist das Aussehen des Graphen am unteren Frequenzende, das sieht recht steil aus?

Die Anmerkung ist völlig berechtigt - und Du bist übrigens der erste, dem das auffällt. Vor dem Network-Analyzer hing zur Symmetrierung und Pegelanpassung ein Rohde & Schwarz Psophometer UPGR (batteriebetrieben) - und dieses Gerät schneidet unterhalb von 15[Hz] mit einem aktiven Filter steil ab (beim Network-Analyzer ist dann übrigens bei 5[Hz] Schluß...und, ja, die Sweep-Zeit bei dieser Messung betrug viele, viele tausend Sekunden). Das heißt übrigens auch, daß der gemessene Verstärker aller Wahrscheinlichkeit auch bei noch tieferen Frequenzen als dargestellt keine allzu schlechte Figur machen dürfte (womit ich Dir natürlich die Steilvorlage für das "soviel Induktivität braucht's nicht"-Argument geliefert habe...das ist mir klar... - um das nun gleich wieder ein bißchen zu relativieren, sei gesagt, daß bei der Klirrfaktormessung (ohne den UPGR) bei Vollaussteuerung der Klirrfaktor unterhalb von 16[Hz] steil anstieg (gemessen mit R&S UPA3, bei dieser Kiste ist bei 10[Hz] nach unten Schluß). Diese Verzerrungen kamen aber bei dieser Leistung und diesen tiefen Frequenzen eindeutig aus dem Kern....trotz Ringkern mit 0.31[mm] Blechdicke, kornorientiertem, kaltgewalztem und schlußgeglühtem Siliziumeisen... ...aber die untere Auslegungsgrenze dieses Verstärkers ist auch 16[Hz] (eben der tiefste Orgelton) - und nicht mehr.

nun wird es langsam unübersichtlich also, solche Formeln sind erst mal ein guter Anhaltspunkt, die Rechnung mit 1,5 oder 2,0 T bei AÜ nicht, siehe weiter oben. Eisen hat sich an sich nicht geändert, die Eisenverzerrungen aber leider auch nicht. Deshalb sollte man diese Werte, welche für maximale Leistungsausbeute von Netrafos gelten, nicht für AÜ übernehmen, auch wenn manche Trafobauer das tun.

Ich geh' bei meinem Auslegungsdaten auch nicht an die Magnetisierungsgrenze, beileibe nicht. Nur: wenn ich von - sagen wir mal - 0.8[T] ich gleichstromlosen Betrieb ausgehe, dann habe ich zu 1.7[T] bei einem aufwendigeren Kernmaterial doch einen höheren Sicherheitsabstand als zu 1.2[T] bei normalem Dynamoblech - oder sehe ich da was falsch? Und diese höhere Magnetisierungsgrenze kann ich nun entweder nutzen, um diesen höheren Sicherheitsabstand bei gleicher Trafogröße zu behalten oder meine Entwurfs-Magnetisierungsgrenze z.B. auf 1.0[T] nach oben zu schieben und damit einen kleineren Ausgangsübertrager zu erhalten - oder nicht?

Grüße

Herbert