Vollsymmetrischer Verstärker

Hallo,

Du musst einfach die benötigte Eingangsspannung für Vollaussteuerung ohne Gegenkopplung und mit Gegenkopplung.
Dann teilst du den Wert der Eingangsempfindlichkeit mit GK durch den Wert ohne GK und rechnest 20•log(FAKTOR).

Grüße, Thomas

Abend Thomas
Ich glaube wir meinen das selbe ??
Ich habs noch mal nachgerechnet ,mit Lt Spice und siehe unten,weil die Rechnung im Buch voll ist

Die EF86 schafft es die F2A 11 voll anzutreiben mit z.b 15db Gk.
Ich komme auf 90 Fach Verstärkung (180Vss) ohne Gk.Siehe Lt Spice.

Rechnung; 90Vs:1Vs(0,707eff)=90 Fach Verstärkung.
Das sind 40db - 15db GK= 25dB Restverstärkung=18fach
Legst du jetzt an den Eingang 0.7V effx18 Fach Restverstärkung ,bekommst man fast 13Veff 40Vss zum Ansteuern der F2A11 !!
Also einach die 0.7V eff=1Vs x 18fach Restverstärkung multiplizieren .

Aber die 40Vss sind bei 15db Gk sehr Knapp bemessen.

Entweder bin ich langsamm Plemm Plemm oder mit der Rechnung stimmt was nicht??

oder wir müssen einfach die 40db 90fach -5,6fach!!(15db) =84,4FACH dann hat mann noch genug Reserven bei über 15db Gk !!!!

Ich habe diesen Rechner genommen
http://www.sengpielaudio.com/Rechner-db.htm

Hier mit EF86
Uein 1Vs 0,7Veff Uaus 90Vs




Gruss Röhrenzauber

Röhrenzauber (Beitrag #53) schrieb:

Die EF86 schafft es die F2A 11 voll anzutreiben mit z.b 15db Gk. Ich komme auf 90 Fach Verstärkung (180Vss) ohne Gk.Siehe Lt Spice.

Da fehlt der Gitterableitwiderstand der Folgestufe, der belastet einen Verstärker auch.

Röhrenzauber (Beitrag #53) schrieb:

Entweder bin ich langsamm Plemm Plemm oder mit der Rechnung stimmt was nicht??

Wurde die Verstärkung der F2a11 mit berücksichtigt? Schließlich wird das Gegenkopplungssignal von ihrer Anode abgegriffen.


MfG
DB

Hallo DB,

was mich mal interessieren würde - wofür dient die Beschaltung der Sekundärseite des Eingangsübertragers? Werden damit die Sekundärwicklungen gleichspannungsmäßig auf ein bestimmtes Potential gebracht und C1/C2 setzen die Wechselspannung nach Masse?

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

die 250k parallel zu jeder Sekundärwicklung sollen für eine definierte Last sorgen. 500k/1µ ist ein Siebglied.
Mit der ganzen Anordnung wird dafür gesorgt, daß die gegenkoppelnde Spannung größer werden kann als die Gittervorspannung.


MfG
DB

Hallo DB,

welchen praktischen Nutzen hat das? Wenn die Gegenkopplungsspannung größer ist als die Eingangsspannung müsste sich doch die effektiv auf das Gitter wirkende Spannung um 180° (destruktive Interferenz) um den negativen Betrag der Differenz der Eingangs-/Gegenkopplungsspannung verringern, oder?

Grüße, Thomas

Nun, wenn Du die Gegenkopplungsspannung wie z.B. im V69 geschehen der ersten Röhre zuführst, dann kannst Du das einfach so machen, daß der Katodenwiderstand als unterer Widerstand des Gegenkopplungsspannungsteilers fungiert. Wenn Du aber möglicherweise eine Röhre verwendest, die nur einen sehr kleinen Katodenwiderstand benötigt, dann würde der Spannungsteiler sehr niederohmig oder komplett unmöglich. Das kannst Du damit umgehen.

MfG
DB

Röhrenzauber (Beitrag #53) schrieb: Entweder bin ich langsamm Plemm Plemm oder mit der Rechnung stimmt was nicht?? Wurde die Verstärkung der F2a11 mit berücksichtigt? Schließlich wird das Gegenkopplungssignal von ihrer Anode abgegriffen.

Die 15db Gk sollten ja nur ein Beispiel sein.Natürlich ist die F2a11 da mit einbezogen ,denn der Anodenwiderstand (100K)
von den Endpentoden geht zur Vorstufe zurück und bestimmt doch mit die Gk mit .Oder doch nicht

Thomas meinte doch das ihm mit der (EF86)bei 15db Gk (Über alles Gk), Die Ansterspannung der Endpentode zu wenig
wäre?das kann eigentlich nicht sein ?

wenn mann jetzt anstatt 0,7Veff ; 1,5Veff(haben die meisten CD Player) in die Vorstufe reingibt ,dann hat man
sowieso noch mehr Ansterungsreserven für die Endpentode

'Gruss Röhrenzauber

Hallo,

mittlerweile komme ich mit der EF80 auf 24dB Gegenkopplungsgrad.

DB, ich habe eine kleine Gegenüberstellung simuliert - mit Entkoppelter Gegenkopplung und Spannungsteiler 120k-560R und die andere mit ähnlichem Aufbau wie beim V69 - erstaunlicherweise sind Phasen-/Frequenzgang bei entkoppelter Variante sogar besser (angenommene Primärinduktivität des AÜ 360H).

Grüße, Thomas

Hallo,

noch eine Frage - wie verhält sich die Anodendrossel? Sie bildet einen Hochpass 2. Ordnung, aber in Simulationen zeigt sich das nicht. Außerdem wäre interessant zu erfahren, wieviel Stromgegenkopplung der Vorstufen nötig ist, um eventuelle Toleranzen der Vorstufen auszugleichen.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

eine Induktivität allein bildet noch keinen Hoch- oder Tiefpaß zweiter Ordnung - da gehört immer noch eine Kapazität dazu.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

so ist es - hier wird der Koppelkondensator zur Endstufe ausschlaggebend sein.

Ich versuche mittlerweile, mit RC-Kopplungen ähnliche Verstärkungswerte hinzubekommen, was jedoch nicht sehr gut gelingt.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

die (energiespeicherfähigen) Komponenten L (Anodendrossel) und C (Koppelkondensator) bilden hier keinen Hochpaß zweiter Ordnung miteinander, weil die Energie (=Anode der Röhre) am Knotenpunkt von L und C eingespeist wird und nicht vor dem Kondensator. Hierdurch entfällt die (reaktive) Spannungsteilerwirkung, weil die dafür erforderliche Serienschaltung aus C und L (Quelle an C und Masse, Last an L und Masse) gar nicht gegeben ist. Kennzeichen bei solchen LC- oder CL-Pässen zweiter Ordnung ist auch, daß (bei Idealbedingungen: also Innenwiderstand Quelle = null und Innenwiderstand Last = unendlich) L und C von einem Strom identischer Größe durchflossen werden. Nun schau' Dir mal die Ströme durch die Anodendrossel und durch den Koppelkondensator diesbezüglich an.....

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

also kann ich davon ausgehen, dass kein Hochpass 2. Ordnung gebildet wird? Es wurde mir so gesagt und ausdrücklich von einer Anodendrossel abgeraten, obwohl ich mit dieser Topologie gute Werte erreiche.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

nochmal zur Verdeutlichung:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76ilk9y6iewwzrjd.gif

In Bild "A" bilden C und L einen reaktiven (d.h. frequenzabhängigen) Spannungsteiler - C und L werden also näherungsweise vom selben Strom durchflossen. "Näherungsweise" deswegen, weil natürlich R(L) auch noch da ist. Den kann man zwar aus der Sicht der zweiten Triode recht hochohmig machen bzw. ganz weglassen (L bietet ja auch einen Gleichstrompfad für das Gitterpotential) - jedoch: L weist leider durch die parasitären Kapazitäten (unerwünschte) Schwingkreiseigenschaften auf, deren Güte man mit R(L) dämpfen kann. Nur darf R(L) dafür nicht zu hochohmig sein. Bild "A" stellt also eine Schaltung mit einem Hochpaß zweiter Ordnung dar.

In Bild "B" wird die Signalquelle am Knotenpunkt von L und C eingespeist. L und C werden damit keinesfalls vom selben Strom durchflossen. Der Strom durch C wird maßgeblich von R(L) bestimmt, der Strom durch L wird maßgeblich durch die erste Triode bestimmt. Da R(L) hier in aller Regel sehr groß ist (mehrere hundert Kiloohm), ist der Strom durch C (bezogen auf den Strom durch L) in aller Regel vernachlaessigbar klein. L und C bilden für das von der Anode der ersten Röhre eingespeiste Signal also KEINEN Spannungsteiler. In Bild "B" ist also KEIN durch L und C gebildeter Hochpaß zweiter Ordnung enthalten.

Hoffentlich hilft diese Illustration beim Aufdröseln des "Gedankenknotens".

GüntherGünther (Beitrag #65) schrieb:

Es wurde mir so gesagt und ausdrücklich von einer Anodendrossel abgeraten

Da wäre mal die fachliche Detailbegründung dafür interessant. Ein Grund gegen eine Anodendrossel könnte tatsächlich in den parasitären Kapazitäten liegen, die bei mehreren hundert Henry mit sehr dünnem Draht auf einem recht kleinen Kern gewickelt natürlich durchaus beträchtliche Werte annehmen können. Dieser Effekt würde aber eher höhenbeschneidend - also als Tiefpaß - wirken.

Daß man früher in der professionellen Studiotechnik Anodendrosseln in (heute schwer gesuchten) Verstärkern mit Spitzendaten verwendet hat, sollen folgende Schaltbilder verdeutlichen:

https://www.irt.de/IRT/publikationen/braunbuch/V76.PDF
https://www.irt.de/IRT/publikationen/braunbuch/V72.PDF

Und bei diesem Studioverstärker wurden gleich Anoden- und Kathodendrosseln verwendet:

https://www.irt.de/IRT/publikationen/braunbuch/V72A.PDF

Grüße

Herbert

Servus Thomas,

nachdem ich zufällig hier:

http://forum.mosfetkiller.de/viewtopic.php?t=62938&p=274982

drübergefallen bin und dadurch erfahren habe, daß es sich bei diesem Deinen Projekt um eine Studienarbeit handelt, würde ich im Sinne höchster Qualität des Entwurfs (also praktisch Studiotauglichkeit) noch folgende Dinge mit in Erwägung ziehen:

• Eine höchstmögliche Symmetrie der Schaltung durch das Vorsehen entsprechender Abgleichmöglichkeiten. Für den Hochtonbereich sowie zum Austrimmen der unvermeidlich unterschiedlichen Kapazitäten der beiden Gegentaktzweige bieten sich hier Differentialtrimmer (also Doppeltrimmkondensatoren mit gegenläufigem Kapazitätsverlauf) an: http://www.amidon.de/contents/de/d309_03.html
  
• Eine Abgleichmöglichkeit des Hochton-Frequenzgangs via Trimmkondensator.
  

Auch in dieser Hinsicht kann man aus den alten Studioschaltungen viel lernen.

Grüße

Herbertl

Hallo Herbert,

die Gegentakt-Anodendrossel soll die 62.15G mit 2x600H und 2x60pF auf M55 Kern werden. Noch eine Frage zum Verhalten von Anodendrosseln - stimmt es, dass sie innerhalb einer Gegenkopplungsschleife zu Oszillation führen können?

Die Idee mit einstellbarer Kapazität ist echt nicht schlecht. letztendlich geht es in der Studienarbeit ja darum, die Planung und den Bau zu dokumentieren. Man könnte die Trimmer parallel zum Rg1 der Endröhren hängen, um die Eingangskapazitäten abzugleichen.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

nachdem mir meine lange, vorformulierte Antwort (mit einiger Mathematik) jetzt komplett abgestürzt ist, mach' ich es im zweiten Anlauf kurz: Die Drossel Reinhöfer 62.15G (L = 600[H], R(L) = 6[kOhm], C = 60[pF]) stellt einen Schwingkreis (f(res) ~ 839[Hz]) dar - und so ein Ding dreht an der Phase rum (wodurch aus einer Gegenkopplung eine Mitkopplung werden kann). Durch das extreme L/C-Verhältnis hätte dieser Schwingkreis eine extreme Güte und damit einen sehr hohen Resonanzwiderstand (bei idealem L, R(L) und C: ca. 1.7[GOhm]!!). Nur wird beides durch mehrere Faktoren auf sehr irdische Werte reduziert: Den Innenwiderstand der ansteuernden Quelle (= Röhre) in Parallelschaltung mit dem Lastwiderstand (= Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe) sowie durch die sehr schlechte Güte der Induktivität selbst wegen des vielen Kernbleches mit seinen deutlichen Ummagnetisierungsverlusten - beides stellt eine sehr erhebliche Bedämpfung des Schwingkreises dar.

Berücksichtigt man nur den Innenwiderstand der Röhre (sämtliche nachfolgend aufgeführten Innenwiderstände sind die in den Datenblättern der jeweiligen Röhre aufgeführten Betriebsdaten, die bei dem Anodenspannungswert gelten, der 200[V] am nächsten kommt), vernachlässigt den Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe und ignoriert die Kernverluste der Drossel, dann entstehen für die verschiedenen Innenwiderstände der Signalquellen (= Röhren) folgende Simulationsergebnisse (die ersten beiden gehören zu keiner spezifischen Röhrentype, sondern sollen nur die Wirkung des Dämpfungswiderstandes nach oben besser illustrieren):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s20wjz0z4erynd.jpg


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s2mb3z0x2we1bd.jpg

Betriebsfall EF86: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/030/e/EF86.pdf

In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s37qislnuke0ix.jpg

Betriebsfall EF804s: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/128/e/EF804S.pdf

In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s3rxpj5pxovhgp.jpg

Betriebsfall EF80: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/030/e/EF80.pdf

In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s58c9kwnfypbu1.jpg

Betriebsfall ECC83: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/030/e/ECC83.pdf

In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s6llb6wkjhk5k9.jpg

Betriebsfall ECC81: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/030/e/ECC81.pdf

In höherauflösend: http://666kb.com/i/d76s840zudi98si09.jpg

Aus obigen Bildern könnte man rauslesen, daß man auf diese 600[H] am besten mit einer ECC81 (Randnotiz: Meine persönliche Audio-Kleinsignal-Lieblingsröhre) oder allenfalls mit einer ECC83 geht, weil die hochohmigeren Pentoden mehr oder weniger disaströse Ergebnisse liefern, Aaaaber: Wir haben die Rechnung ohne den Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe und vor allen Dingen ohne die ganzen Kern- und sonstigen Verluste der Drossel (die in der Simulation gar nicht modelliert sind) gemacht. Und deswegen würde ich aus meiner eigenen Erfahrung sagen: In den Studioverstärkern der V-Serie stecken häufig EF804s (R(i) = 2.5[MOhm]) mit Anodendrosseln drin. Nun ist der Wicklungsaufbau dieser Drosseln erstens sicher extrem aufwendig (sprich: aus heutiger Sicht unbezahlbar) und zweitens kennen wir deren Induktivitätswert nicht. Deswegen würde ich bei einem Eigenentwurf, der nicht x-beliebig viele Optimierungsrunden drehen kann und bei dem die Anodendrossel eine bezahlbare Lagertype sein soll, folgendes vorschlagen: Nimm die EF80 (R(i) = 550[kOhm]) - oder eine EF800 (R(i) = 400[kOhm]). Zusammen mit dem Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe (270[kOhm]) "sieht" der Drossel"schwingkreis" bei der EF80 eine Bedämpfung von ca. 181[kOhm] (bzw. ca. 161[kOhm] bei der EF800). Das ist etwa der dreifache Wert einer ECC83 - damit sollte man vor dem Hintergrund der in den obigen Simulationen nicht berücksichtigten (aber vorhandenen) deutlichen Kernverluste der Anodendrossel ohne allzugroße Phasendrehungsprobleme hinkommen.

Das zweite, was Du mit etwas Rechnerei mal nachprüfen solltest: Braucht es die 600[H] wirklich? Oder tun es auch 300[H] oder gar 150[H]? Mit kleiner werdendem Induktivitätswert werden nämlich auch die Resonanzprobleme einer Anodendrossel kleiner, weil sie sich in Richtung höherer Frequenzen (idealerweise bis hinaus aus dem Audioband) verschieben.

Und, was natürlich für einen handwerklich einwandfreien Schaltungsentwurf selbstverständlich ist: Die Bandbreite des Gesamtverstärkers ist (aus Sicht der Gegenkopplung) durch geeignete schaltungstechnische Maßnahmen unten und oben an denjenigen Eckfrequenzen auf <1 zu begrenzen, bei denen durch die Gesamtphasendrehung des Verstärkers aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung (mit der damit einhergehenden Schwingneigung) werden kann. Aber dieses Thema des Phasenrandes hättest Du sicher sowieso berücksichtigt - oder?

Die obigen Simulationen beziehen sich natürlich rein auf die Wechselspannungswelt - deswegen gibt es auch keine Gleichspannungsversorgung und der anodenferne Anschluß der Drossel liegt (wechselspannungsmäßig) auf Masse (das sollte ja in der realen Welt bei korrekt ausgelegter Stromversorgung auch so sein).

Zum Schluß nur so als Gedanke: Nimmt man statt der beiden Pentoden jeweils zwei Doppeltrioden (z.B. ECC81), dann bleibt die Zahl der Röhren gleich. Die aufzubringende Heizleistung bleibt (bis auf die EF86 und EF804s Variante) ebenfalls im wesentlichen gleich. Das Pentoden-Stromverteilungsrauschen und die Schirmgitterbeschaltung entfällt ersatzlos. Dafür kann man zwei Trioden-Verstärkerstufen hintereinander aufziehen (erste Stufe: Widerstandsverstärker, zweite Stufe: Anodendrossel), welche mit Sicherheit eine Gesamtverstärkung erbringen, die über der einer einzelnen Pentode liegt. Diesen "Verstärkungsüberschuß" kann man dafür nutzen, die beiden Triodenstufen lokal recht stark gegenzukoppeln, wodurch die Einflüße von Exemplar- und Systempaarungstoleranzen der Trioden reduziert werden. Praktisch sind fast keine zusätzlichen Bauteile erforderlich, weil die zusätzlichen Triodenbauelemente für die zweite Triode durch den Entfall der Schirmgitterbeschaltung der Pentode im wesentlichen kompensiert werden. Durch die Niederohmigkeit der Triode kann die Anodendrossel möglicherweise kleiner ausfallen, was der Schaltung in jeder Hinsicht gut tun dürfte (siehe weiter oben).

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

vielen Dank für Deine Mühe. Hier erstmal der aktuelle Schaltplan:

https://farm2.staticflickr.com/1606/25733876216_b8a2028ea2_b.jpg

Ohne ÜAGK, jedoch mit 100pF Parallelkapazität pro Seite (ich simuliere lieber etwas schlechtere Werte) sieht es bei mir am Knotenpunkt C103-R111-R113 folgendermaßen aus (Bezugspegel 1mVs):

https://farm2.staticflickr.com/1641/25733876266_063428a762_b.jpg

Als Vorröhren verhalten sich EF80, EF800, EF860 (welche ich verwenden wollte) und E180F sehr ähnlich. Mit der EF86 sieht es schlechter aus, zudem ist sie teurer. Die Verstärkung beträgt 275 oder 48,8dB.

Um eine straffere Gegenkopplung einsetzen zu können, bilden R108 und R109 eine Mitkopplung, somit erreiche ich in der Simulation bei 600 Ohm Quellwiderstand einen Ri des Verstärkers von 0,16 - somit einen Dämpfungsfaktor von 50 an 8 Ohm. In der Realität gehe ich von einem DF von 20 aus.

Kleinere Werte der Anodendrossel habe ich simuliert, 100H würden absolut reichen, leider finde ich keine Gegentakt-Anodendrossel, welche kompakt ist und derartige Induktionswerte hat.

Laut LTSpice liegt die Leistungsbandbreite mit ÜAGK bei Vollaussteuerung bei 52kHz, -3dB bei 2,2Hz ( ) und 43kHz. Ich werde experimentell ermitteln, ob ein Kondensator parallel zu R123/R126 im Wertebereich um 10..18pF (Grenzfrequenz der RC-Kombination 88,5..160kHz). Warum Spice auf eine derart niedrige untere Grenzfrequenz kommt ist mir ein Rätsel, mein AÜ-Modell ist folgendermaßen realisiert:
Hauptinduktivität 360H, Rcu pro Seite 50 Ohm, Parallelkapazität pro Seite 500pF, Kopplungsfaktor 0,9998 (wurde von Reinhöfer vorgeschlagen, etwa 10mH Streuinduktivität), Sekundärinduktivität 0,6H, Rcu sekundär 1 Ohm.

Grüße, Thomas

Hi Herbert,

Schöne, sehr theoretische, Betrachtungen zum Thema Anodendrosseln...
Allerdings sieht die Praxis kaum irgendwelche Probleme, wie ich an etlichen realisierten Schaltungen in den letzten zwei Jahren erproben konnte.
Meine letzten (kundenspezifisch gewickelten) Anodendrosseln, die in meinen Schaltungsentwürfen genau so dazu gehören, wie überdimensionierte Ausgangsübertrager und Netzteile, haben ein Kampfgewicht von fast 5kg, gewickelt auf Double-C-Cores, mit 250H bei 32pf...

Resonanzprobleme gibt es da gar keine...Und an der Phasenlage tut sich auch nicht viel. Richtig ist, das da keinesfalls eine Pentode "druntergehört"...Triode, z.B. ECC81...wesentlich bessere Wahl...

@Thomas,

Kleinere Werte der Anodendrossel habe ich simuliert, 100H würden absolut reichen, leider finde ich keine Gegentakt-Anodendrossel, welche kompakt ist und derartige Induktionswerte hat.

Lass Dir welche bei "Monolith" wickeln...

...Hauptinduktivität 360H,...

Etwas Üppig? Das wird Deine Endstufenröhren im Hochton etwas überfordern.

Gruß, Matthias

Ps:
Bin inkonsequent, aber Manches kann man nicht unbe- oder widersprochen stehen lassen. Wenn ich natürlich wieder innerhalb von zwei Stunden drei Posts mit keiner oder nur fadenscheiniger Begründuntg zurück bekomme, bin ich endgültig weg...

Hallo Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #71) schrieb:

Resonanzprobleme gibt es da gar keine...Und an der Phasenlage tut sich auch nicht viel. Richtig ist, das da keinesfalls eine Pentode "druntergehört"...Triode, z.B. ECC81...wesentlich bessere Wahl...

erstmal - bist Du der Matthias, der sich bis vor einigen Tagen mk****** nannte? Wenn ja, sehr schade, dass Du gegangen bist.

Es wird leider zur Pflicht, eine Pentode unter die Anodendrossel zu setzen, da sonst einfach die Verstärkung fehlt. Kaskode mit ECC88 habe ich schon versucht, bringt ähnliches Verhalten zu Tage.

Grüße, Thomas

Abend Matthias,schön das du wieder dabei bist.Deine Beiträge und Schaltungen sind sehr interessant. und jetzt nix mehr
zu Lesen,wäre schade drum...


Thomas,tolles Projekt was du da machst,vorhast.
Vielleicht liegt es an der Miller Kapazität der nachgeschalteten Endpentode.Das die Drossel den Fg so runterdrückt,schon komisches Phänomen ,da wie Herbert es ja schon sagte,es keine 2. Ordnung Tiefpass sein kann.


Gruss Röhrenzauber

Hallo,

interessanterweise erreiche ich mit der ECC83 sehr ähnliche Verstärkungswerte wie mit einer EF80 unter Verwendung einer Gegentakt-Anodendrossel, jedoch nur unter Verwendung der Gegenkopplung. Messe ich die Verstärkung ohne Gegenkopplung, fehlen über 22dB. Seltam ist, dass die Dämpfungsfaktoren mit Gegenkopplung annähernd gleich sind.

Grüße, Thomas

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #71) schrieb:

Schöne, sehr theoretische, Betrachtungen zum Thema Anodendrosseln...

Die Betrachtungen an sich mögen schon theoretisch sein - aber: ich habe KLAR dazugeschrieben, daß es sich um das Idealmodell dieses Bauelementes anhand der publizierten Daten handelt. Ich habe weiterhin KLAR dazugeschrieben, daß durch die deutlichen Ummagnetisierungsverluste des Kerns sowie durch die insgesamt lausigen Güten von L und Parasitär-C dieses Idealmodell in der Praxis nicht mal annähernd erreicht werden wird (was gut ist, weil dann Resonanzdreckeffekte der Anodendrossel keine wahrnehmbare Rolle spielen).

Thomas hat seine Befürchtungen im Kontext "Stabilität gegengekoppelter Verstärker mit Anodendrossel" geäußert. Und auf diese Befürchtungen habe ich mit mehreren Simulationen geantwortet, die auch die Einflüsse des Röhreninnenwiderstandes auf das Verhalten der Gesamtanordnung recht schön rausarbeiten - mehr nicht.

Alles in allem sind diese Betrachtungen das Werk eines recht geerdeten Praktikers mit durchaus a bisserl Erfahrung - und nicht die eines Theoretikers, der Lötkolben, Meßgeräte und reale Bauelemente noch nie aus der Nähe gesehen hat.

@Thomas:

GüntherGünther (Beitrag #72) schrieb:

Es wird leider zur Pflicht, eine Pentode unter die Anodendrossel zu setzen, da sonst einfach die Verstärkung fehlt. Kaskode mit ECC88 habe ich schon versucht, bringt ähnliches Verhalten zu Tage.

Hab' ich das richtig verstanden: Die zwei einzelnen Trioden (z.B. einer ECC81) hintereinandergeschaltet (eine als Widerstandsverstärker, eine mit Anodendrossel) erbringen zusammengenommen NICHT die Verstärkung einer einzelnen Pentode? Hhmmmm.....die ca. 49[dB], die Du als Verstärkung nennst, sollten mit 2 hintereinandergeschalteten Trioden in jedem Fall drin sein (wenn sie nicht grade vom Schlage einer ECC82 oder ihrer Verwandten sind). Ich würde bei zwei hintereinandergeschalteten ECC81 im absoluten worst-case eher irgendwas in der Gegend von ca. 55[dB] erwarten (Daumenpeil-Faustformel für Widerstandsverstärker: (µ/3)² = ca. (70/3)² = ca. 544-fach).

Beim Einsatz einer Anodendrossel in Verbindung mit erheblichen Signalhüben an der Anode halte ich persönlich den Einsatz einer Kaskodenschaltung übrigens für keine so gute Idee.....wir haben es hier nicht mit HF zu tun, insofern fällt die worst-case (Miller)Eingangskapazität des zweiten ECC81 Systems (das mit der Anodendrossel) bei einem µ von 70 in Höhe von ca. 136[pF] (2.3[pF](C(g)) + ((1 + 70) * 1.6[pF](C(ag)) + 20[pF] Verdrahtung) nicht ins Gewicht, weil der dieses Last-C treibende Innenwiderstand der Quelle (Anodenwiderstand (47[kOhm]) parallel zum Innenwiderstand der Röhre (16.5[kOhm])) bei der (niederohmigen) ECC81 worst-case irgendwo in der Gegend von ca. 12.2[kOhm] liegt --> -3[dB] Grenzfrequenz des dadurch gebildeten Tiefpasses: ca. 95.9[kHz]. Daraus leitet sich eine -0.18[dB] Grenzfrequenz dieses Tiefpasses von ca. 20[kHz] ab --> für echtes Hifi mehr als ausreichend (bei 16[kHz] sind es ca. -0.12[dB], bei 22[kHz] sind es ca. -0.22[dB]). Wie gesagt, das sind alles worst-case Werte - man wird die ECC81 eher an höheren Anodenspannungen mit niederohmigerem Innenwiderstand (in der Gegend von 11...13[kOhm]) sowie mit einem Anodenwiderstand in der Gegend von 33[kOhm] betreiben - dann wird der Quellwiderstand für den Tiefpaß bereits deutlich niederohmiger. Und auch die ca. 136[pF] C(g) sind der worst-case Wert - die ECC81 mit Anodendrossel muß nämlich auch in dieser Betriebsart ihr Maximal-µ von ca. 70 erst mal erreichen (was eine Stufe ohne jede lokale Gegenkopplung bedeuten würde).

@Röhrenzauber:

Röhrenzauber (Beitrag #73) schrieb:

Vielleicht liegt es an der Miller Kapazität der nachgeschalteten Endpentode.Das die Drossel den Fg so runterdrückt,schon komisches Phänomen ,da wie Herbert es ja schon sagte,es keine 2. Ordnung Tiefpass sein kann.

Eine Miller-Kapazität der Endpentode gibt es praktisch nicht - da ist ja das (auf festem Potential stehende) Schirmgitter dazwischen, d.h. das Steuergitter "sieht" die via Verstärkung vervielfachte Kapazität C(ag) gar nicht. Außerdem habe ich - der guten Ordnung halber - nicht von einem Tiefpaß zweiter Ordnung, sondern von einem Hochpaß zweiter Ordnung gesprochen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

pragmatiker (Beitrag #75) schrieb:

[...] Die zwei einzelnen Trioden (z.B. einer ECC81) hintereinandergeschaltet (eine als Widerstandsverstärker, eine mit Anodendrossel) erbringen zusammengenommen NICHT die Verstärkung einer einzelnen Pentode? Hhmmmm.....die ca. 49[dB], die Du als Verstärkung nennst, sollten mit 2 hintereinandergeschalteten Trioden in jedem Fall drin sein (wenn sie nicht grade vom Schlage einer ECC82 oder ihrer Verwandten sind). Ich würde bei zwei hintereinandergeschalteten ECC81 im absoluten worst-case eher irgendwas in der Gegend von ca. 55[dB] erwarten (Daumenpeil-Faustformel für Widerstandsverstärker: (µ/3)² = ca. (70/3)² = ca. 544-fach). [...]

ich ging von einer Stufe aus. Hintereinander habe ich noch nicht ausprobiert, das werde ich direkt angehen.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

ja, die zwei Systeme einer ECC81 hintereinanderschalten ist exakt das, was ich meinte - und weiter oben auch schon geschrieben hatte:

pragmatiker (Beitrag #69) schrieb:

Zum Schluß nur so als Gedanke: Nimmt man statt der beiden Pentoden jeweils zwei Doppeltrioden (z.B. ECC81), dann bleibt die Zahl der Röhren gleich. Die aufzubringende Heizleistung bleibt (bis auf die EF86 und EF804s Variante) ebenfalls im wesentlichen gleich. Das Pentoden-Stromverteilungsrauschen und die Schirmgitterbeschaltung entfällt ersatzlos. Dafür kann man zwei Trioden-Verstärkerstufen hintereinander aufziehen (erste Stufe: Widerstandsverstärker, zweite Stufe: Anodendrossel), welche mit Sicherheit eine Gesamtverstärkung erbringen, die über der einer einzelnen Pentode liegt. Diesen "Verstärkungsüberschuß" kann man dafür nutzen, die beiden Triodenstufen lokal recht stark gegenzukoppeln, wodurch die Einflüße von Exemplar- und Systempaarungstoleranzen der Trioden reduziert werden. Praktisch sind fast keine zusätzlichen Bauteile erforderlich, weil die zusätzlichen Triodenbauelemente für die zweite Triode durch den Entfall der Schirmgitterbeschaltung der Pentode im wesentlichen kompensiert werden. Durch die Niederohmigkeit der Triode kann die Anodendrossel möglicherweise kleiner ausfallen, was der Schaltung in jeder Hinsicht gut tun dürfte (siehe weiter oben).

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

Du hast mich anscheinend falsch verstanden, ich finde diese, wenn auch sehr theoretischen, Betrachtungen wirklich sehr schön.
Es war also keinesfalls als Kritik an Deinen Bemühungen zu verstehen.
Gleichwohl wollte ich nur darauf ninweisen, dass theoretische Probleme und Simulationsergebnisse manchmal keinerlei Praxisrelevanz haben...

Apropos Simulation,
Thomas, Du hast als Ausgangsleistung 30/45W angegeben. Mit den gewählten Arbeispunkten der Endstufe und der AÜ-Impedanz, komme ich jedoch nicht über 17W(RMS) hinaus....

Grundlage für meine Simulation ist dieses Datenblatt der 7591
"Push-Pull Class AB1 Ultralinear". Und da steht dann auch was von "Maximum Signal Power Output" 32W!
Es scheint von den Signalspitzen (Maximum) die Rede zu sein...
Das würde sich ziemlich decken

31W Spitzen, aber nur ca. 17W(RMS).
Haben die seinerzeit schon mit den Leistungsangaben geschummelt oder habe ich irgendwo einen kapitalen Fehler?

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

ich ging davon aus, dass die 32W als RMS zu verstehen sind, das ist in Röhrendatenblättern ja eigentlich immer die Angabe. 2W Verlust sind meine Erfahrungen mit der 6L6, die der 7591 ja ziemlich ähnlich ist. Das hätte eine Spitzenleistung von etwa 45W ergeben. 17W Sinus halte ich für etwas wenig, weil ja schon die deutlich kleinere 6V6 12W Sinus (gemessen) bringt. Die 7591 ist einerseits stromstärker, andererseits hat sie eine deutlich größere Steilheit. Der Heizstrom ist ebenfalls gut 80% größer.

Grüße, Thomas

Rolf_Meyer (Beitrag #78) schrieb:

Haben die seinerzeit schon mit den Leistungsangaben geschummelt oder habe ich irgendwo einen kapitalen Fehler?

2tes.

1. Trafomodell korrigieren.
   
2. Röhrenmodell checken, Ia, Ig2, usw. Manche Pentodenmodelle sind ziemlich neben der Spur.
   

Gruß,
GR

Hallo Matthias

Komme auch nur auf etwa 15 Watt mit meinen Welter PP AÜ Modell.(Bin mir nicht ganz sicher was der Welter für ein Raa hat
(schätze den Gesamtprimär 4 bis 5Kohm)
Setze ich EL34 ein sinds knapp 25Watt in deiner (Thomas)Schaltung.Die Ausgangsleistungen scheinen wenig zu sein.Woran das liegt ,vielleicht ist der UL Betrieb von der Leistung doch nicht so gross...

Das habe eben im im www. gefunden:

Die Ultralinearschaltung ist also ein Kompromiss zwischen Pentode und Triode. Sie bringt die Triodenvorteile zu rund 70% zum tragen, ohne ihre Nachteile (nur zu etwa 20%) zu vermitteln.
Das Problem ist aber, dass viele Röhren nicht wirklich für Ultralinear geschaffen sind. Eine EL34 z.B. verträgt maximal 375V an Anode und Schirmgitter gleichzeitig. Damit ist mit dieser Röhre eine Leistung in Ultralinear von etwa 35W machbar. Die KT88 verträgt aber bis etwa 600V in Ultralinear, was eine Leistung von 100W ermöglicht.

Herbert hat hier mit der Anodendrossel tolle Arbeit geleistet,und daraus gschlossen das Röhren(Trioden) mit kleinen Ri
da besser bedient sind könnte man ja Pentoden EF.. drin lassen und die GK macht den fiesen Fg wieder gerade.



Gruss Röhrenzauber

Hallo Chris,

Röhrenzauber (Beitrag #81) schrieb:

Die Ultralinearschaltung ist also ein Kompromiss zwischen Pentode und Triode. Sie bringt die Triodenvorteile zu rund 70% zum tragen, ohne ihre Nachteile (nur zu etwa 20%) zu vermitteln. Das Problem ist aber, dass viele Röhren nicht wirklich für Ultralinear geschaffen sind. Eine EL34 z.B. verträgt maximal 375V an Anode und Schirmgitter gleichzeitig. Damit ist mit dieser Röhre eine Leistung in Ultralinear von etwa 35W machbar. Die KT88 verträgt aber bis etwa 600V in Ultralinear, was eine Leistung von 100W ermöglicht.

ob eine Röhre für Ultralinearbetrieb ausgelegt ist, hängt von den Schirmgitterkennlinien ab. Richi hatte, wenn ich mich recht entsinne, vor längerer Zeit dazu ausführlich geschrieben. Röhren, die für UL ausgelegt sind, haben entsprechende Betriebsdaten im Datenblatt angegeben und lineare Schirmgitterkennlinien.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #82) schrieb:

ob eine Röhre für Ultralinearbetrieb ausgelegt ist, hängt von den Schirmgitterkennlinien ab.

Zunächst mal hängt das von der zulässigen Schirmgitterverlustleistung ab, und davon, dass es keine Spannungsüberschläge gibt. Leider steht beides nur in sehr wenigen Datenblättern.

Röhren, die für UL ausgelegt sind, haben entsprechende Betriebsdaten im Datenblatt angegeben und lineare Schirmgitterkennlinien.

Nun, ob Betriebsdaten für UL im Datenblatt stehen, hängt zunächst mal davon ab, wofür der Hersteller seine Röhren vermarkten wollte.. Und davon, ob UL seinerzeit schon "erfunden" war.

VG
GR

Hallo Goldrohr,

wenn ich es richtig aus Richis Beitrag mitbekommen habe, wurde bei der normalen Pentode/BPT Wert darauf gelegt, dass das G2 zwar seine Wirkung gut zum Vorschein bringt, jedoch wenig Schirmgitterstrom fließt, da im normalen Pentodenbetrieb das Schirmgitter ja an einer konstanten Spannung hängt, mussten die Schirmgitterkennlinien nicht sehr linear sein. Bei UL-Betrieb solcher "normaler" Röhren bringt UL nicht wirklich den gewünschten Effekt.
Röhren wie KT66, KT77, KT88, 7591, 7027 und Andere sind Röhren mit linearen Schirmgitterkennlinien.

Grüße, Thomas

Ich glaube der UL Betrieb bringt generell weniger Leistung.Weil das Schirmgitter nicht auf festes + Potential,sondern im NF-Takt des AÜ mitschwingt.Es würde sich nur der Pentodenbetrieb anbieten,was wohl mehr Leistung bringt.

Aber die weniger Watt im UL reichen doch um Lautsprecher anzutreiben .

Gruss Röhrenzauber

Hallo Thomas

GüntherGünther (Beitrag #84) schrieb:

Bei UL-Betrieb solcher "normaler" Röhren bringt UL nicht wirklich den gewünschten Effekt.

Welche sollen das sein, diese "normalen" Röhren? UL funktioniert so gut wie bei allen gängigen "Audio"-Leistungspentoden (und BPTs). Der Ausgangswiderstand sinkt enorm, die Verzerrungen stark, und die Ausgangsleistung sinkt etwas. Bei manchen Röhren sinken die Verzerrungen halt besonders stark.. Welche Röhren sollen das sein, bei denen UL "nicht wirklich den gewünschten Effekt" bringt?

Hallo RZ

Röhrenzauber (Beitrag #85) schrieb:

Ich glaube der UL Betrieb bringt generell weniger Leistung.

Manche Endrohre eignen sich auch gut für 20% UL. Dann sinkt die Ausgangsleistung kaum spürbar ggü. reinem Pentodenbetrieb. Leider sinkt dann aber der Innenwiderstand auch nicht so stark, was IMO leider viel schwerer wiegt als das bisschen mehr Verzerrungen. Man benötigt dann wieder sehr viel zusätzliche Gegenkopplung mit all ihren Nachteilen.

Gruß,
GR

Hallo Goldrohr,

ich habe mich ein wenig ungünstig ausgedrückt. Was ich zum Ausdruck bringen wollte, war, dass sich manche Röhren aufgrund ihrer weniger linearen Schirmgitterkennlinien einfach nicht so gut für Ultralinearbetrieb eignen.

Der Grund, warum ich für meinen Verstärker UL vorgesehen habe, war vorrangig der geringere Ri der Endstufe.

Grüße, Thomas

Dann sind wir ja voll auf einer Wellenlänge.

Grüße
GR

(Mir) neu ist nur das Konzept Ultralinearbetrieb und Gegenkopplung von den Anoden der Endröhren weg. Studioverstärker, die ich kenne, haben meist normalen Pentodenbetrieb.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #89) schrieb:

(Mir) neu ist nur das Konzept Ultralinearbetrieb und Gegenkopplung von den Anoden der Endröhren weg. Studioverstärker, die ich kenne, haben meist normalen Pentodenbetrieb.

Diese Art der GK funktionert halt in der Tat besser mit Pentoden(betrieb), was am hohen Innenwiderstand der Pentoden liegt. Und weil bei Studiotechnik eine GK von der Sekundärseite des AÜ unerwünscht ist. Deshalb wählte man im Studio diese Krücke. Für Heimaudio, wo die Komponenten üblicheriweise in einem Rack stehen, aus einer Wandsteckdose versorgt werden, und mit ein paar m Kabel zu den Lsp. verbunden sind, ist das unerheblich. Mit überlegener Audiotechnik hat das nix zu tun,

Gruß,
GR

Moin,

Goldrohr (Beitrag #80) schrieb:

Rolf_Meyer (Beitrag #78) schrieb: Haben die seinerzeit schon mit den Leistungsangaben geschummelt oder habe ich irgendwo einen kapitalen Fehler? 2tes. Trafomodell korrigieren. Röhrenmodell checken, Ia, Ig2, usw. Manche Pentodenmodelle sind ziemlich neben der Spur. Gruß, GR

Trafomodell umgebastelt...Am Ende mit simpler Pentodenschaltung ohne Ultralinear..in Schritten an verschiedenen Impedanzen simuliert...
Weiteres Spice-Modell der 7591 aus dem Netz gefischt.
Änderungen? Nada Es tut sich allenfalles etwas im unteren einstelligen Watt-Bereich.
Hier dann eine interessante Seite gefunden: Klick

Danach kann man scheinbar doch irgendwie 35W in Pentode bei 440V Ub aus diesen Röhren herauskitzeln...allerdings ist auch das noch weit von den Datenblattangaben der Maximalleistung entfernt, denn danach sollen ja, in Pentode, immerhin 45W bei Ub=450V und Ug2=400V "drin"sein.

Interessant wird es, wenn man diese zwei Datenblätter von SYLVANIA vergleicht:
7591 und 7868...
Die 7868 ist ja die Nachfolgerin der 7591, baugleich mit anderem Sockel. Im Oktober '61 hat man noch richtige "Wunderröhren" gebaut, die mit der Heizleistung einer EL84 gesegnet, galtt eine EL34 in Punkt Leistung und Klirr aussticht. (Wie das wohl gehen soll?) Keine zwei Jahre später, Juni '63, hat man bei Sylvania verlernt, wie man "Wunderröhren" baut...Im UL-Betrieb werden aus den stolzen 32W plötzlich 23W...mit mehr als verdoppeltem Klirr.
Die Leistungs- und Klirrangaben im Pentoden-Betrieb wurden auch etwas überarbeitet...Ob das die Realität nun besser trifft?
Für mich sind also die Klirr-/Leistungsangaben der 7591 eher wie die Abgaswerte bei VW zu betrachten. (Wobei sich da alle Hersteller einig sind, genau wie bei der 7868...kollektiver Wissensverlust?)

@Thomas,
Vor dem Hintergrund Deiner Bemühungen, mit dem zentralen Ansatz höchster Effizienz, würde ich mir ganz schnell ein Paar dieser Röhren und einen passenden AÜ besorgen und praktisch testen, was mit diesen Röhren am Ende wirklich geht...

Gruß, Matthias

Rolf_Meyer (Beitrag #91) schrieb:

Interessant wird es, wenn man diese zwei Datenblätter [...] Für mich sind also die Klirr-/Leistungsangaben der 7591 eher wie die Abgaswerte bei VW zu betrachten.

Man kann deine Ausführungen auch verkürzen: guck doch bitte einfach mal auf die jeweiligen %-Angaben zum UL Tap.

Grüße
GR

Moin GR,

Ahso...die Verschiebung des UL-Tap von 40% auf 50% kostet also fast 1/3 Leistung und erhöht den Klirr von 1 auf 2,5%...na ja, wer's glaubt...
(Und wieso empfiehlt der Hersteller nun 50% statt 40%, wenn doch die Performance derartig nachlässt? Und die Angaben im Pentoden-Betrieb...?)

Gruß, Matthias

Rolf_Meyer (Beitrag #93) schrieb:

.die Verschiebung des UL-Tap von 40% auf 50% kostet also fast 1/3 Leistung und erhöht den Klirr von 1 auf 2,5%...na ja, wer's glaubt... (Und wieso empfiehlt der Hersteller nun 50% statt 40%, wenn doch die Performance derartig nachlässt? Und die Angaben im Pentoden-Betrieb...?)

Ich hab Dich lediglich auf einen Unterschied in den Datenblättern dieser Typen hingewiesen, den Du offensichtlich nicht erkannt hast. Ein weiterer wären die unterschiedlichen Ruheströme bei gleichem Arbeitspunkt.
Warum der Hersteller diese Angaben so gemacht hat, weiss heute wohl keiner mehr.

Gruß.
GR

Hallo Matthias,

der Unterschied zwischen 7591 und 7868 ist mir auch schon aufgefallen. Was mich verwundert - die Anoden-/Schirmgitterströme sind bei der 7868 deutlich kleiner - vielleicht liegt es daran?

Bevor weiter gerätselt wird - welche Röhre könnte besser geeignet sein, um bei 400V etwa 30W im Ultralinearbetrieb zu erreichen, mit ähnlicher Steilheit (da fällt die EL34 schon raus - an 400V benötigt sie fast die doppelte Gittervorspannung)?

Grüße, Thomas

Hallo Zusammen
Habe neue Kenntnisse gesammelt,meiner Meinung hängt die geringe Ausgangsleistung im UL-Betrieb
weniger von den verwendeten Röhren ab.
Generell bringt der UL-Betrieb weniger Leistung als in Pentodenschaltung !!


Habe das von Richie gefunden, ;

http://www.hifi-forum.de/viewthread-42-108.html


soweit ich das Verstanden habe:
Es sollten die (ug1 Ansteuergitter und ug2 schirmgitter) Verhältnisse zueinander passen.
so das die zwei Gitter ug1 und ug2 bei Ansteurung gleiche proportionale Anodenstromänderungen verursachen .
(dieses verhalten haben wohl nicht alle Endröhrentypen)

Bei unpassenden Endröhrentypen würde der Klirr mehr ansteigen.


Ich gehe aber trozdem davon aus das die Ausgangsleistung bei UL gering bleibt !
Da das Ug2 Schirmgitter Potential (z.b auf nur 20% bis 43% UL hängt,von der
100% Anodenwechselspannung am AÜ.Und somit Die Verstärkung(den Anodenstrom)
bestimmt.Bei Pentodenbetrieb hängt das (g2 Schirmgitter) auf hohes festes +Potential was mehr Verstärkung,
(Anodenstrom/Spannung) macht.

In der Simu. bei meinen KT66 Class A , bekomme ich bei UL -Spule mit nur(20% UL) Anzapfung 25 bis 30 Watt
mehr ist da nicht möglich !

Übrigens bekomme ich mit festen Bias bei PP mit Spice keine vernünftige Simu.hin.
Mit Autobias klappt es aber,komisch woran das liegt ?

Gruss Röhrenzauber

Hallo,

eine Kompromisslösung wäre auch, 20/25% statt der angesetzten 40% Schirmgitteranzapfungen zu verwenden.

Grüße, Thomas

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #76) schrieb:

ich ging von einer Stufe aus. Hintereinander habe ich noch nicht ausprobiert, das werde ich direkt angehen.

gibts schon neue ECC81 Erkenntnisse?

Neugierige Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

es gestaltet sich als äußerst schwierig, den Verstärker frei von Oszillation zu bekommen.

Grüße, Thomas

Wo hängt es? Gibts ein neues Schaltbild? Mehr Detailinformationen?

Noch neugierigere Grüße

Herbert