Vollsymmetrischer Verstärker

Hallo Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #101) schrieb:

also gehe ich von einem schlechten Spicemodell aus.

Offensichtlich. Schrub ich ja schon in #80.

Das Ayumi-Modell ist - wie so oft - etwas besser. Aber auch bei dem musst Du noch den Bias tunen, um auf die Ruheströme aus dem Datenblatt zu kommen. Die prognostizierte Leistung liegt dann irgendwo zwischen den 7591- und 7868-Datenblättern. Dafür ist der simulierte Klirr sensationell gering
Mit Anzapfungen unter 40% habe ich nie ordentliche Simulationsergebnisse erhalten. Ja ja, Pentodenmodelle halt...

VG
GR

Nabend die Herren,

@Thomas,
Ich will Dir keinesfalls Dein Projekt schlechtreden, Dich zum Wechsel der Endstufenröhren animieren oder Ähnliches. Es ging mir darum, dass Du ja mit diesem Projekt eine Studienarbeit praktisch unterlegen willst. Und da es da einige Ungereimtheiten gibt, was die Datenblattangaben, die Simulationen und die publizierten Daten von realen Verstärkern angeht, habe ich nur dazu geraten, keinen Blindflug zu veranstalten und Dich nur auf Simulationen zu verlassen, sondern möglichst schnell die Realität zu überprüfen, ob Du nicht vielleicht einen Irrweg gehst und Deine, hoch gestecken Ziele, evtl. gar nicht erreichen kannst.

@Goldrohr,
Dass Röhrenmodelle manchmal mangelhaft sind, ist mir auch schon aufgefallen. Komisch wird es immer dann, wenn sich mehrere Modelle ziemlich einig sind...und das ist bei denen, die ich zur 7591 habe, der Fall. Aber das hatten wir ja bei der 6C33C auch schon, weswegen ich es bevorzuge, reale Kennlinien aufzunehmen und eigene Modelle zu generieren. Die 7591 habe ich aber nicht da, da ich sehr wenig mit Pentoden rummache. Somit lohnt sich der Aufwand für mich auch nicht...(und ja, ich weiß um die Tücken von Pentoden-Modellen).
Kannst Du vielleicht Dein Ayumi-Modell posten oder einen Link angeben...vielleicht klappt's ja damit besser.

Gruß, Matthias

Moinsen

Rolf_Meyer (Beitrag #103) schrieb:

Kannst Du vielleicht Dein Ayumi-Modell posten oder einen Link angeben...vielleicht klappt's ja damit besser.

*
* Generic pentode model: 7591
* Copyright 2003--2008 by Ayumi Nakabayashi, All rights reserved.
* Version 3.10, Generated on Sat Mar  8 22:42:23 2008
*            Plate
*            | Screen Grid
*            | | Control Grid
*            | | | Cathode
*            | | | |
.SUBCKT 7591 A G2 G1 K
BGG   GG   0 V=V(G1,K)+0.99926889
BM1   M1   0 V=(0.013694604*(URAMP(V(G2,K))+1e-10))^-0.39656351
BM2   M2   0 V=(0.79090417*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/15.268483)))^1.8965635
BP    P    0 V=0.0034491916*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/19.305098))^1.5
BIK   IK   0 V=U(V(GG))*V(P)+(1-U(V(GG)))*0.0020351267*V(M1)*V(M2)
BIG   IG   0 V=0.0017245958*URAMP(V(G1,K))^1.5*(URAMP(V(G1,K))/(URAMP(V(A,K))+URAMP(V(G1,K)))*1.2+0.4)
BIK2  IK2  0 V=V(IK,IG)*(1-0.4*(EXP(-URAMP(V(A,K))/URAMP(V(G2,K))*15)-EXP(-15)))
BIG2T IG2T 0 V=V(IK2)*(0.88749484*(1-URAMP(V(A,K))/(URAMP(V(A,K))+10))^1.5+0.11250516)
BIK3  IK3  0 V=V(IK2)*(URAMP(V(A,K))+2850)/(URAMP(V(G2,K))+2850)
BIK4  IK4  0 V=V(IK3)-URAMP(V(IK3)-(0.0019960381*(URAMP(V(A,K))+URAMP(URAMP(V(G2,K))-URAMP(V(A,K))))^1.5))
BIP   IP   0 V=URAMP(V(IK4,IG2T)-URAMP(V(IK4,IG2T)-(0.0019960381*URAMP(V(A,K))^1.5)))
BIAK  A    K I=V(IP)+1e-10*V(A,K)
BIG2  G2   K I=URAMP(V(IK4,IP))
BIGK  G1   K I=V(IG)
* CAPS
CGA   G1  A  0.25p
CGK   G1  K  5.9p
C12   G1  G2 3.9p
CAK   A   K  4.8p
.ENDS


Für LTspice noch das "^" durch "**" ersetzen.

VG
GR

Hallo,

Habe ein anderes Modell der 7591 ausfindig gemacht und eingepflegt...Danke GR, für das Ayumi-Modell, werde ich zeirtnah auch testen.
Der folgende Entwurf mach mit nur einer ECC81 Stufe simuliert ca. 30W (wenn das 7591EH-Modell einigermaßen hinhaut) mit einem DF von knapp unter 15 an 8Ohm bei einem Klirr von ca. 0.25% mit einem Eingangssignal von 2Veff (sowas liefert heute jeder CD-Player an). Der Phantasie sind ja keine Grenzen gesetzt, davor noch mal eine klirrarme Vorstufe mit einer ECC81 zu setzen...

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

wieso sind denn die Koppelkondensatoren zu den Steuergittern der Endstufenröhren so groß (-3[dB] Grenzfrequenz des Koppelhochpasses: ca. 0.22[Hz])? Frage zum statischen (Ruhestrom)Zustand: Per (Gleichstrom)gegenkopplung von der Anode der Endröhre werden durch den 820[Ohm] Kathodenwiderstand der ECC81 ca. 5.2[mA] Strom geschickt - damit bleiben allein von diesem Zweig her schon ca. 4.2[V] am ECC81 Kathodenwiderstand stehen. Damit geht die Größe der +400[V] Endstufen-Anodenspannung in den Arbeitspunkt der ECC81 ein - ebenso wie die Drahterwärmung der Primärwicklung des Ausgangsübertragers. Was allerdings nicht eingeht, sind Toleranz- und Alterungseffekte der Endröhren. Insofern verstehe ich die Gleichstromkopplung hier nicht ganz - ich kann hier keinen Nutzeffekt erkennen. Was sagt denn die Simulation - welcher Ruhestrom fließt denn durch die ECC81?

Interessierte Grüße

Herbert

Hallo Goldrohr,

mit Deinem Modell komme ich bei angegebenen -21V Gittervorspannung auf einen Ruhestrom von 1A, trotz Änderung von "^" auf "**".

Matthias - könntest Du mir das Modell der 7591 EH zukommen lassen?

Grüße, Thomas

Moin Herbert,

Danke für den Hinweis mit der Ruhestrombetrachtung...Ich schicke da tatsächlich 5mA in die Gegenkoppelung. Blödsinn. Da gehört also noch eine Kapazität in Reihe rein.
Große Koppelkondensatoren sind meine persönliche Macke (Phasentreue im Tiefbass)...In diesem Fall aber notwendig, da sonst eine fiese Pegelüberhöhung im niedrigen Herzbereich entsteht...Die Reihenkondensatoren in der Gegenkoppelung müssen aus diesem Grund auch (verhältnismäßig) groß ausfallen (bei 10µF entsteht immernoch eine Überhöhung von 2dB bei 3Hz...jedenfalls simuliert...sicher nicht in der Realität), weshalb ich da auf Gleichstromkoppelung gegangen war. Allerdings habe ich die Ruhestrombetrachtung außer Acht gelassen. Über die ECC81 fließen ca. 1,3mA Ruhestrom.

War ein Schnellschuss mit einem Zeitaufwand von ca. 30Minuten...kann also nicht perfekt sein, aber vielleicht eine Grundlage zum Variieren...

Gruß, Matthias

Moin Thomas,

Du brauchst die Valves.lib und die 7591a.asy von hier

Gruß, Matthias

Rolf_Meyer (Beitrag #108) schrieb:

Über die ECC81 fließen ca. 1,3mA Ruhestrom

....womit sich diese niederohmige Lady tierisch langweilt.....auch der Arbeitspunkt dürfte bei 1.3[mA] Ruhestrom nicht unbedingt optimal sein (das paßt eher zu einer ECC83).....da ist nach unten nicht mehr viel (halbwegs gerade) Kennlinie übrig.

Nur meine Meinung.

Grüße

Herbert

Hallo Matthias,

habe beides eingebunden, jedoch kennt die valves.lib keine EH7591.

Grüße, Thomas

Nun, Herbert, es ist, wie gesagt, nur eine "Quick & Dirty" Betrachtung gewesen...ohne jeglichen Anspruch.
Wenn die Gegenkoppelung galvanisch getrennt wird, habe ich 4,6mA über der ECC81...nicht mehr ganz so langweilig.
An dem, was "hinten rauskommt", ändert sich Nichts.

Gruß, Matthias

Thomas,
Du musst die Röhren mit "7591Pent" benennen...Siehe meine Simulation.

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #112) schrieb:

Nun, Herbert, es ist, wie gesagt, nur eine "Quick & Dirty" Betrachtung gewesen...ohne jeglichen Anspruch. Wenn die Gegenkoppelung galvanisch getrennt wird, habe ich 4,6mA über der ECC81...nicht mehr ganz so langweilig.

war keine Kritik - ich hab' nur mal meine Spontangedanken von der Leine gelassen.

An dem, was "hinten rauskommt", ändert sich Nichts

Das finde ich allerdings bemerkenswert.....zumindest eine Veränderung im Verzerrungsverhalten hätte ich erwartet.

Grüße

Herbert

Hallo,



so sieht es aus - mit 33% Schirmgitteranzapfung erreicht diese Schaltung eine Leistung von 35Weff (100 Ohm Kupferwiderstand pro Seite) bei 0,21% Klirr. Der Innenwiderstand irritiert etwas: -0,02 Ohm - kann eigentlich nicht sein, oder?

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

dieses "Phänomen" hatten wir hier schon zwei Mal: Wenn die GK vom Primärkreis des AÜ der Endstufe angegriffen wird, dann funktioniert die klassische Messmethode (mit und ohne Last) nicht.

Hier passiert folgendes: Ohne Last auf der Sekundärseite ist auf der Primärseite auch keine Last im AÜ. Die Wechselspannung in der Primärseite erfährt durch den AÜ nahezu keinen Abfall. Die GK sieht daher eine hohe Signalspannung. Bei der zweiten Messung mit Last fällt nun eine lastbezogene Spannung am AÜ ab und verringert die Signalspannung an der Anode und damit in der GK. Daher sinkt diese und eine geringere GK erhöht wiederum das Ausgangssignal.

Mit Last müsste aber die Ausgangsspannung sinken. Je nach Auslegung der GK kann dann aber diese Ausgangsspannung auch leicht ansteigen. Ob man nun mit diesen Daten tatsächlich auf den Innenwiderstand schließen kann, habe ich immer bezweifelt - andere freuen sich über das Ergebnis.

Gruß
sb

Moin Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #107) schrieb:

Hallo Goldrohr, mit Deinem Modell komme ich bei angegebenen -21V Gittervorspannung auf einen Ruhestrom von 1A, trotz Änderung von "^" auf "**".

Ich weiss nicht genau, was du simulierst, aber hier erreiche ich mit knapp -18V Vorspannung die Ruheströme wie im Datenblatt bei gut 25W Ausgangsleistung.



Gehen wir mal davon aus, das eine reale 7591 die 40mA Anodenruhestrom bei -20.5V erreicht, wie im Datenblatt angegeben, dann sollte die Ausgangsleistung auch Richtung 30+W gehen.

VG
GR

Hallo,

mit Ri = [delta U]/[delta I] erreiche ich nun etwas realere Werte - 0,007 Ohm oder DF = 1142, was aber immernoch sehr hoch ist. Gerechnet habe ich mit 8 bzw 16 Ohm Last.

Grüße, Thomas

Miss doch mal die Signalspannung bei beiden Lasten am Punkt zwischen R15 und C4. Wenn die GK keinen Einfluss auf das Ergebnis haben soll, dann muss bei beiden Lasten der Wert gleich bleiben. Ist er unterschiedlich, dann wird über die GK am Lautstärkeregler gedreht und das Ergebnis taugt nichts.

Gruß
sb

GüntherGünther (Beitrag #115) schrieb:

Der Innenwiderstand irritiert etwas: -0,02 Ohm - kann eigentlich nicht sein, oder?

Vielleicht ist da die Mitkopplung via R9 und R10 nicht ganz unbeteiligt?

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

so ist es. Das würde aber auch bedeuten, dass ich etwas rumexperimentieren könnte, also die Mitkopplung so dimensionieren könnte, dass der Ri des Verstärkers im positiven Bereich sehr kleine Werte annimmt, was natürlich der Idealfall wäre.

Grüße,Thomas

Hallo Matthias ,die Schaltung sieht gut aus.

Das Symbol Pentrode habe ich im sym Ordner gefunden.
Leider weiss ich nicht wo ich die 7591a.asy Datei einfügen muss.
Habe sie als TXT(Textdokument) gemacht.


Herbert ,kann da so nicht ganz zustimmen ,die 100K(75K bei Matthias) sind doch die GK.
Da wirkt (vor)! dem GK R(70K)nur eine kleine Spannung auf die Kathode der ecc81.
Da verschiebt sich doch nix am (Arbeitspunkt der ecc81)

SB,ich glaube du liegst mit deiner Ausage auch nicht ganz richtig.(GK von der Anode aus in die Kathode)
Es gibt doch bei dem 100K(75K)GKR ,ohne und mit GK eine Spannungsänderung am AÜ Ausgang.
Wenn Ausgang 8 Ohm Belastet und ohne Belastung.
Also funktioniert die Messmethode doch auch ??die Thomas vorstellte.
http://www.sengpiela...sgangsWiderstand.htm

keine Kritik ,nur mein technisches Verständnis.

Gruss Röhrenzauber

Hallo Chris,

Röhrenzauber (Beitrag #122) schrieb:

Herbert ,kann da so nicht ganz zustimmen ,die 100K(75K bei Matthias) sind doch die GK. Da wirkt (vor)! dem GK R(70K)nur eine kleine Spannung auf die Kathode der ecc81. Da verschiebt sich doch nix am (Arbeitspunkt der ecc81)

das stimmt so nicht. Die Anode der Endröhre hat 400V Gleichspannungskomponente, auf die entsprechend 220Veff bei Vollaussteuerung aufmoduliert werden. Wenn der Gegenkopplungszweig nicht gleichspannungsentkoppelt ist, fließt ein Gleichstrom von I = 400V / 75820R = 5,275mA über den Gegenkopplungs-Spannungsteiler, welcher auch im unausgesteuerten Betrieb das Potential der Kathode der ECC81 anhebt und den Arbeitspunkt somit verschiebt.
Wäre der Gegenkopplungszweig entkoppelt, würde nur der Wechselstrom, also das Resultat aus der aufmodulierten Anodenwechselspannung, zum Teil durch den Gegenkopplungsspannungsteiler fließen.

Bei Iamax Uamin (70V) der Endröhre wären das 0,923mA, bei Iamin und Uamax der Endröhren (720V) wären es 9,5mA. Im Aussteuerungsfreien Betrieb liegt der Strom durch den entkoppelten Spannungsteiler aber bei 0.

Grüße, Thomas

Servus Röhrenzauber,

Röhrenzauber (Beitrag #122) schrieb:

Herbert ,kann da so nicht ganz zustimmen ,die 100K(75K bei Matthias) sind doch die GK. Da wirkt (vor)! dem GK R(70K)nur eine kleine Spannung auf die Kathode der ecc81. Da verschiebt sich doch nix am (Arbeitspunkt der ecc81)

Also hier möchte ich freundlich, jedoch energisch Einspruch einlegen. So, wie die Schaltung gezeichnet ist (und Matthias hat ja hier selbst bereits das Fehlen von Trennkondensatoren eingeräumt) liegt eine Serienschaltung eines 75[kOhm] Widerstandes (an der Anode der Endröhre) und eines 820[Ohm] Widerstandes (der Kathodenwiderstand der ECC81) vor. Diese Serienschaltung liegt (unter Vernachlässigung der ohmschen Verluste der Primärwicklung des Ausgangsübertragers) an einer Gleichspannung von ca. +400[V]. Nun lassen wir uns vom alten Herrn Ohm beraten: U(R(Kathode) = (400[V] / (75[kOhm] + 820[Ohm])) * 820[Ohm] = ca. +4.33[V]. Diese ca. 4.33[V] Spannungsabfall über dem Kathodenwiderstand der ECC81 sind auf gar keinen Fall mehr "nur eine kleine Spannung auf die Kathode der ECC81" - dieser Einfluß vertrimmt den Arbeitspunkt der ECC81 ERHEBLICH!

Ein Blick ins Kennlinienfeld der ECC81 http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/030/e/ECC81.pdf hilft hier weiter: Bei U(a) = +300[V] (die bei Betrieb mit Anodendrossel näherungsweise anstehen dürften) enstpricht ein Spannungsabfall von 4[V] über dem Kathodenwiderstand einem Anodenstrom von ca. 5[mA] (dieser Strom ist bei einer gitterstromlos angesteuerten Triode dann identisch mit dem Kathodenstrom). Kommen diese 5[mA] durch den Kathodenwiderstand der Triode nun von irgendwo anders her (nämlich aus der nicht gleichstromgetrennten Gegenkopplung), dann verschiebt es den Arbeitspunkt der Röhre ganz, ganz näherungsweise um einen Offset in der Gegend von 5[mA] nach unten. Das ist nur eine ganz ungefähre Größe, weil sich diese Parameter alle gegenseitig beeinflussen, was zu Fuß etwas zeitaufwendig zu rechnen ist. Wenn die Röhre also vorher auf einen Arbeitspunkt von 300[V] / 5[mA] eingestellt war (was angesichts einer maximal zulässigen Anodenverlustleistung von 2.5[W] auch mit Anodendrossel durchaus zulässig ist), dann wird sich durch diese Gleichstromkopplung der Ruhestrom hinterher marginalisieren. Und genau das ist es, was Matthias geschrieben hat: Mit gleichstrombehafteter Gegenkopplung hatte er einen Ruhestrom der ECC81 von ca. 1.3[mA] (und landete damit im Bereich recht runder Aussteuerkennlinien knapp über der Grasnarbe) - ohne diese Gleichstromkopplung lag der Ruhestrom der ECC81 bei (für diese Röhre) gesunden 4.6[mA] - also beim ca. 3.5-fachen (oder bei ca. 450% von diesen 1.3[mA]). Nochmal: Nach allem, was ich bisher in meinem elektrotechnischen Leben so gelernt habe, ist das auf gar keinen Fall mehr "nur eine kleine Spannung auf die Kathode der ECC81"

Grüße

Herbert

Hallo Herbert+Thomas

Danke für eure Mühe.
Ihr habt Recht,jetzt sehe ich das auch das da ein grösserer Gleichstrom durch den ECC81
Kathoden R fliesst.Und somit Arbeitspunktverschiebung macht.

Gruss Röhrenzauber

Hallo Herbert,

pragmatiker (Beitrag #114) schrieb:

Servus Matthias, ... An dem, was "hinten rauskommt", ändert sich Nichts Das finde ich allerdings bemerkenswert.....zumindest eine Veränderung im Verzerrungsverhalten hätte ich erwartet. Grüße Herbert

...er einen Ruhestrom der ECC81 von ca. 1.3[mA] (und landete damit im Bereich recht runder Aussteuerkennlinien knapp über der Grasnarbe) - ohne diese Gleichstromkopplung lag der Ruhestrom der ECC81 bei (für diese Röhre) gesunden 4.6[mA] - ...

Ja...und das macht nicht mal was aus, deshalb habe ich den kapitalen "Homer" mit meiner Gleichstromgegenkoppelung auch gar nicht bemerkt...

Hier mal ein paar Simulationen, die verdeutlichen, warum ich so "Anodendrossel-vernarrt" bin...

Zunächst eine RC-gekoppelte Röhrenstufe mit der ECC81:

Eigentlich sollte man daraus schlau werden können...Simuliert wird jeweils mit steigendem Kathodenwiderstand aus der E12-Reihe von 330Ohm bis 1,8kOhm...oben rechts ist K2, unten rechts K3 dargestellt.
Nun mit einer Anodendrossel:

Erstaunlich oder? Und wenn man da auch "nahe der Grasnabe" ist, die Verstärkung ist besser als bei RC mit hohem Ruhestrom und der Klirr erst recht...

Wenn dann noch hohe Gegenkoppelungsgrade im Spiel sind, dann ändert sich am Ausgang wirklich Nichts. (Dieses Verhalten fängt übrigens auch Paarunterschiede und Alterungserscheinungen recht ordentlich ab.)
Die Anodendrossel verhält sich ähnlich wie eine Konstantstromquelle, jedoch mit dem Benefit der Reaktanz, die den Spannungshub enorm erhöht.

Hier noch, warum unter so eine Anodendrossel (nach meiner Meinung,) eigentlich keine Pentode gehört:

Pegelabfall um 9dB bei 20Hz und epische Phasenfehler...Zum Glück reißt da die Gegenkoppelung, kombiniert mit der hohen Verstärkung der Pentode, am Ende "das Ruder wieder rum". Mein Ansatz ist jedoch, dass eine Schaltung auch "open Loop" gut funktionieren sollte, dann fügt auch eine Gegenkoppelung nicht all zu viele Fehler hinzu. Aber das ist ja Ansichtssache...

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #126) schrieb:

Mein Ansatz ist jedoch, dass eine Schaltung auch "open Loop" gut funktionieren sollte, dann fügt auch eine Gegenkoppelung nicht all zu viele Fehler hinzu. Aber das ist ja Ansichtssache...

Das ist meiner auch - je weniger die Gegenkopplung zu tun hat, umso weniger Fehler kann sie selber machen.

Grüße

Herbert

Hallo Matthias,

untenrum habe ich eigentlich keine Phasen-/Frequenzgangprobleme. Ich könnte auch mal zwei ECC88 Stufen hintereinander ausprobieren.

Grüße, Thomas

Moin Thomas,

untenrum habe ich eigentlich keine Phasen-/Frequenzgangprobleme.

Doch, laut Deinem Post bei "mosfetkiller", ganz bestimmt. Der Frequenzgang deute, bei dem relativ großen Pegelanstieg zu 20Hz hin(+0,5dB von 100 zu 20Hz), darauf hin, dass Du da im Bereich zwischen 1 und 10Hz eine mächtige Pegelspitze hast, genau die Folge von schlechtem Open-Loop Frequenz- und Phasengang, der dann per ÜAGK ausgeglichen wird... Wenn's passt, gibt es da real feines "Motorboating" oder Infraschall-Pumpen...
Mach mal 'ne AC-Analyse mit 1Hz-20kHz...ich vermute da eine Pegelspitze von min. +8dB irgendwo bei 3-6Hz.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

ich hatte dort auf Hilfe gehofft, jedoch keine bekommen. Mittlerweile habe ich das Problem gut lösen können, das Mittel der Wahl waren größere Koppelkondensatoren und kleinere Primärinduktivität - 360H waren wohl etwas zu viel, jetzt bin ich bei 200H und erreiche einen ziemlich guten Frequenz-/Phasengang im Infraschallbereich.

Grüße, Thomas

Hallo,

selbst mit einer ECC81 und sonst gleichen Bedingungen, also gleicher Anodendrossel usw. kommt folgender, sehr seltsamer Frequenzgang heraus, wobei "V(out)" die Schaltung mit EF80 und "V(out2)" die Schaltung mit ECC81 ist:

https://farm2.staticflickr.com/1485/25738381102_8756d67249_o.png

Grüße, Thomas

Hi,Thomas

Habe etwas über die (GK) Mitkopplung gelesen.Die kann bei hohen Frequenzen sich verstärkend auswirken wenn ich
das so verstanden habe.
Kannst ja versuchen die MK oder GK mal zu trennen...vielleicht Hilfts

http://www.lautsprec.../vers4_rueckkopp.pdf

Gruss Röhrenzauber

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #131) schrieb:

selbst mit einer ECC81 und sonst gleichen Bedingungen, also gleicher Anodendrossel usw. kommt folgender, sehr seltsamer Frequenzgang heraus, wobei "V(out)" die Schaltung mit EF80 und "V(out2)" die Schaltung mit ECC81 ist: https://farm2.staticflickr.com/1485/25738381102_8756d67249_o.png

Fehlermöglichkeit 1 - Modell der ECC81: Ist es sicher, daß das von Dir verwendete Modell der ECC81 korrekt ist? In der Praxis ist gerade die ECC81 eine recht unproblematische Röhre, die nicht zu Zicken neigt und in den allermeisten Schaltungen auch mit erheblichen Toleranzen ordentlich funktioniert. Irgendwelche versteckten kapriziösen Eigenschaften dieser Röhre sind mir nicht bekannt - deswegen ist sie im Kleinsignalbereich ja auch mein Favorit (und gleich danach kommt die PCC88).

Fehlermöglichkeit 2: Modell der Anodendrossel: Was passiert eigentlich in Deiner Simulation, wenn Du anstelle des von Dir verwendeten 600[H] Anodendrossel-Modells das von mir bei den sieben Fallbetrachtungen herangezogene Ersatzschaltbild verwendest?

Fehlermöglichkeit 3: Einflüsse der Millerkapazität auf den Eingangsübertrager: Und dann hast Du natürlich noch die Millerkapazität der ECC81, die selbstverständlich mit dem von Dir verwendeten Modell des Eingangsübertragers interagiert (diesen Einfluß gibts bei der EF80 - da Pentode - nicht). Diese Miller-Kapazität ist wegen des (durch die Anodendrossel möglichen) großen Spannungshubes an der Anode der ECC81 natürlich nicht von Pappe. Das war übrigens EINER der Gründe dafür, warum ich ein zweistufiges ECC81 Verstärkerkonzept angeregt habe: Die erste Stufe als Widerstandsverstärker mit vergleichsweise geringer Verstärkung (und damit auch geringem Ausgangswiderstand) und die zweite Stufe als Stufe mit Anodendrossel. Auf diese Weise weist die erste Stufe eine geringere Millerkapazität auf (geringere Interaktion mit dem Eingangsübertrager) - und die deutliche Millerkapazität der zweiten Stufe mit Anodendrossel spielt keine große Rolle, weil sie aus dem niedrigen (und vor allen Dingen halbwegs vorhersehbaren) Innenwiderstand der ersten Stufe (Widerstandsverstärker) gespeist wird. Der Innenwiderstand, den die erste ECC81 sieht, wenn sie in den Eingangsübertrager "hineinschaut" ist nämlich nicht vorhersehbar: Er hängt direkt vom Innenwiderstand der auf der Primärseite des Eingangsübertragers dranhängenden Signalquelle ab, der naturgemäß je nach Gerät höchst variabel ist. Die erste Stufe dieses von mir angeregten zweistufigen Konzeptes würde damit im Prinzip wie eine Art Impedanzwandler wirken - allerdings mit a bisserl Verstärkung in der ersten Stufe und unter Vermeidung der Eigenheiten, von denen reine Kathodenfolger so hin und wieder geplagt werden.

Was auch noch helfen kann, den Herrn Miller der ersten Stufe etwas zu "zähmen": Einen hinreichend dimensionierten Serienwiderstand zwischen Gitter und Eingangsübertrager schalten (Achtung: erhöht je nach Wert den Rauschflur!) - hierdurch wird die Reaktanz der Millerkapazität der ECC81 deutlich von der Reaktanz des Eingangsübertragers isoliert (und - ggf. leider - auch ein Tiefpaß erster Ordnung gebaut). Außerdem wirkt dieser Widerstand deutlich dämpfend auf eventuelle Schwingkreise (= Bandpässe), die Eingangsübertrager und Millerkapazität möglicherweise bilden - dadurch sinkt deren Güte (= Amplitude der Resonanzüberhöhung) deutlich ab und deren Bandbreite nimmt ebenso deutlich zu.

Grüße

Herbert

Hi Thomas,

Zwei Koppelungen am gleichen Punt zusammengeführt und eingespeist (Kathode Vorstufe, eine davon gleichstrommäßig), dass muss doch schiefgehen

Gruß, Matthias

Hallo Herbert,

das Modell der ECC81 ist das Standard-Korentubes-Modell. Ich hatte mehrfach versucht, eine RC-gekoppelte Vorstufe vorzuschalten, aber es hatte immer geschwungen, egal was ich getan habe - selbst ohne Gegenkopplung bei etwas über 1MHz - deshalb konnte ich diesen Ansatz leider nicht testen. Was ich jedoch getestet habe, war eine ECC88 Kaskodenstufe, diese verhält sich in Sachen Innenwiderstand und Verstärkung beinahe identisch zur EF80, sie bringt also keine Vorteile.

Getestet habe ich ebenfalls die ECC83 als einstufiger Treiber der Endröhren, hier bleiben jedoch nur 15dB für die Gegenkopplung übrig.

Matthias - so habe ich es bei der EF80-Vorstufe ebenfalls vorgesehen, jedoch entkoppelt, somit dämpft diese(bei niedrigen Frequenzen abnehmende) Mitkopplung die Überhöhung im Infraschallbereich sehr effektiv. Die ECC81-Variante verhält sich ohne die Mitkopplung jedoch genauso, sie überhöht im Hochtonbereich stark.

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

Bei Gelegenheit kannst ja mal Einen ausgeben.
Hat mich glatt zwei Stunden meines Lebens gekostet (aber auch Spaß gemacht) Deinen Fehler zu finden...
Guggsdu:


Bevor wir jetzt "Finde den Unterschied" spielen...Du Dödel hast die Anodendrossel verpolt!
Manchmal sind Phase-Dots doch recht nett ...wenn auch nur an US-Symbolen.
Mit 470k Gegenkoppelungswiderständen ist die Gegenkoppelung relativ wirkungsfrei. Die komische "Rolf-Koppelung" (Kathode zu Kathode) gehört sowieso weggemacht. (der Nächste, der mit sowas anfängt )

Übrigens, wenn beim Simulieren irgendwas anfängt hochfrequent zu schwingen (bei Einsatz einer Gegenkoppelung)...einfach einige 10pF parallel zum Gegenkoppelungswiderstand...das lindert...auch in der realen Welt.

Trotz Allem, was Du bis jetzt mit dieser Schaltung erreicht hast (wenn auch erstmal nur simuliert), frage ich mich, was manche "Verrenkungen" sollen.
Die klassische Pentode vorn, auf die 7591 Endstufe ist doch nahezu perfekt (wenn man auf PP und K3 steht... )

...was sollen also Anodendrosseln und mehrere Stufen bewirken? Epische Gegenkoppelungsgrade, die weder am Klirr, noch am DF nennenswerte Änderungen bewirken...ok, Zahlenmäßig schon, am Gehörgang, eher weniger.

Viel mehr würde ich auf solch profane Dinge wie, "Wie stelle ich denn jetzt die Lautstärke ein?", Wert legen. Da gehört also auch noch irgendwie ein "Pre-Amp" davor...soll der doch die benötigte (Spannungs-)Verstärkung erledigen...Oder planst Du etwa tatsächlich, die Abschlusswiderstände des Eingangstrafos als 2-poliges Lautstärke-Poti auszulegen? Da wirst Du nicht mal mit einem "Super-Duper-Alps-Poti" hinkommen. Wenn die Gleichlauffehler dieser Dinger als Stere-Poti noch akzeptabel sind...wer nimmt schon 1dB Pegelunterschied zwischen L und R wahr, dann wird Dir genau Dieses, Deine Bemühungen um minimalen Klirr gründlich versauen. Dabei entstehen nämlich Kanalunsymmetrien außerhalb der GK-Schleife...= Klirr...(zum Glück, in diesem Fall K2 )...bleiben also nur "Stepper-Attenuators" mit möglichst <1% Abweichungen der Widerstände. Wie war das doch gleich mit der Effizienz?...Das gilt auch für die Herstellung...Was kosten "Stepper" mit <1% nochmal?...gegenüber "Potis" (selbst von Alps)

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

ohjee, das habe ich natürlich gar nicht bedacht. Vielen Dank für die Hilfe! Ich bin etwas verunsichert, welche Topologie nun die bessere ist.

Als Vorverstärker soll der PGA2311 zum Einsatz kommen, der hat nur 0,05dB Gleichlauf und eine geringe Ausgangsimpedanz.

Grüße, Thomas

Rolf_Meyer (Beitrag #136) schrieb:

Da wirst Du nicht mal mit einem "Super-Duper-Alps-Poti" hinkommen. Wenn die Gleichlauffehler dieser Dinger als Stere-Poti noch akzeptabel sind...wer nimmt schon 1dB Pegelunterschied zwischen L und R wahr, dann wird Dir genau Dieses, Deine Bemühungen um minimalen Klirr gründlich versauen.

Das wäre das Meßgerät der Wahl, wenn man den maximalen Gleichlauffehler von Tandempotis oder Doppeldrehkondensatoren binnen Sekunden und nach einmal oder zweimal Durchdrehen wissen will - auch für Symmetriemessungen an Gegentakt-Ein- oder Ausgangsübertragern ist das Gerät hervorragend geeignet:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/d7bhc7fmy3twpt1k9.jpg

Ein Vorläufermodell davon (das hat die identische Schaltung zum hier beschriebenen Gerät, allerdings noch keinen Schreiberausgang auf der Frontplatte) segelt gerade in der Bucht rum: http://www.ebay.de/i...f:g:CBgAAOSwh-1W2sLp. Den aufgerufenen Preis von ca. EUR 250,-- kriegt der Anbieter nie (bis er das glaubt, muß das Gerät aber u.U. noch ein paar Runden in der Bucht schwimmen) - irgendwas in der Gegend von EUR 100,-- würde ich bei diesem Gerätezustand für angemessen halten (und da ist die Seltenheit des Gerätes bereits berücksichtigt).

Und: das Gerät arbeitet mit ca. 17[kHz] Meßfrequenz bei einer Meßspannung von maximal 1[Veff] (je nach Impedanz der Meßobjekte) - das ist für Audiobeurteilungen wesentlich praxisnäher als die üblichen Gleichspannungsmessungen.

Im übrigen ist dieses Gerät mit recht feinen und aufwendigen Transformatoren, Drosseln sowie Brückeninduktivitäten bestückt - und auch ansonsten weist das Gerät eine recht aufwendige und mit sehr vielen schlauen Details gespickte Schaltung auf. Die 7-Röhren Schaltung selbst ist so gut, daß man mit einem externen, OP-Amp-basierten DC-Anzeigeverstärker (den man vorne an den Buchsen "Ausgang" anschließt) Bauteile ohne weiteres sehr schnell auf +/-0.1% Paarungsgenauigkeit (ggf. sogar besser) selektieren kann.

Grüße

Herbert

Moin Thomas,

Ahso, also vor die Schaltung kommt der PGA2311...Das Ding ist ja ein richtiger Vorverstärker (mit einer Verstärkung von max. +31,5dB) und kein Poti.
So wie ich das lese, macht der bei Vollaussteuerung 7,5Vpp also 2,65Veff. Das reicht doch allemal für jede der vorgeschlagenen einstufigen Varianten...
Willst Du die Ansteuerung des Chip selbst realisieren oder hast Du da einen Bausatz im Auge? (Bei Preisen von <50$, komplett mit Eingangsumschaltung und Fernbedienung, natürlich verlockend.)

Am Ende ist es aber dann auch kein reiner Röhrenverstärker mehr, sondern eher ein Hybrid.

Gruß, Matthias

Servus zusammen,

wenn von Euch mal wieder jemand sowieso eine der obigen ECC81 / 600[H] Anodendrosseln Simulationen "auf der Pfanne" hat, wäre es sehr nett, wenn da für mich mal der Innenwiderstand der ECC81 / Anodendrosselstufe ermittelt werden könnte - und zwar bei 1[Vss], 10[Vss] und 50[Vss] Ausgangsspannung sowie bei 1[kHz] und 10[kHz].

Herzlichen Dank schonmal im voraus.

Grüße

Herbert

Hallo Matthias,

wieviel Ausgangsspannung der PGA macht, weiß ich leider nicht, aber ich weiß, dass der Eingangsübertrager maximal 2Veff am Eingang kann, deshalb wollte ich ihm nicht zu viel zumuten. Verwenden möchte ich einen Bausatz mit Display und Fernbedienung, somit kombiniere ich moderne Technik und Altbewährtes, das war der Ansatz.

Grüße, Thomas

Hallo,

@Thomas,

...wieviel Ausgangsspannung der PGA macht, weiß ich leider nicht...

Ein Blick ins Datenblatt ist manchmal sehr erhellend...
Seite 5, Abschnitt AC-Characteristics...Va- + 1.25V bis Va+ -1.25V...also -5V +1.25=-3.75V bis +5V -1.25V =+3.75V, also -3.75V bis +3,75V = 7.5Vss = 2.65Veff.

...aber ich weiß, dass der Eingangsübertrager maximal 2Veff am Eingang kann...

Auch da gibt es ein "Datenblatt"...Da steht dann auch "Uemax>2V/10Hz. >4V/20Hz", bezogen auf die nachgenannten Frequenzgangangaben...bei 2.65Veff eingangsseitig, ist da also noch mengenweise Luft, um HiFi einzuhalten...

Ich würde einfach aus dem geplanten nicht mehr vollsymmetrischen "Hybrid-Vollverstärker" einen vollsymmetrischen Endverstärker machen, der an definiertem Line-Pegel (2Veff) Vollaussteuerung erreicht... und mit dem PGA2311 einfach einen Vorverstärker realisieren, der zwar die Projektarbeit ansteuert, jedoch nicht Teil des Projektes ist...Dem würde ich, nach Möglichkeit, auch einen symmetrischen Ausgang spendieren...allerdings wäre das das "Tüpfelchen auf dem I"...

@Herbert,
Welche Variante meinst Du? SE mit 11.8kRdc der Drossel oder die verkoppelte PP-Variante mit 6kRdc pro Seite? In welchem Arbeitspunkt der ECC (sprich welchem Ruhestrom, bei welcher Anodenspannung)? Lasse das dann gern mal "durchrödeln"...

Gruß, Matthias

Hi,Herbert

Habe mal probiert ich hoffe das es grob passt.
Du meinst den Innen/Ausgangswiderstand mit Drossel ?

Mit 250V Anodenspannung.Kathode R=1K , 600H Rdc=11K
für 1000Hz
10Vss/0.0000056Ass(Wechselstrom durch Drossel)= 1,7 Mohm
50Vss/0.0000066Ass " =7.5 Mohm

Rechnung mit 50K Anodenwiderstand anstatt Drossel.
50Vss:0.001A(Wechselstrom durch AnodenR )= 50Kohm

Also mit Drossel sehr hohe Ausgangswiderstände Im Megaohm Bereich und mikriger mikro Strom der da fliesst.

Gruss Röhrenzauber

Hi Röhrenzauber,

Irgendwie isses das so nicht...

Gruß, Matthias

Edit:

es sollten so 10 bis 15k Impedanz sein.

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #142) schrieb:

@Herbert, Welche Variante meinst Du? SE mit 11.8kRdc der Drossel oder die verkoppelte PP-Variante mit 6kRdc pro Seite? In welchem Arbeitspunkt der ECC (sprich welchem Ruhestrom, bei welcher Anodenspannung)? Lasse das dann gern mal "durchrödeln"...

+300[V] Betriebsspannung, 600[H] / 6[kOhm], um die 5[mA] Ruhestrom. Ausgangsspannungen (wie gesagt) 1[Vss], 10[Vss], 50[Vss] bzw. 100[Vss] (oder was halt nach oben noch verzerrungsarm geht, ich wollte hier aber nicht zu viel Arbeit verursachen) bei 1[kHz] und 10[kHz].

Ich brauch' das Ergebnis nicht aufs zehntel-Ohm genau - auf 2% - 5% genau reicht das schon. Mir geht's um die Abschätzung der kapazitiven Lasten (Stichwort: Multi-Miller), die man da hinten dranhängen kann.

Ganz herzlichen Dank schonmal im voraus.

Grüße

Herbert

Hi,Matthias

Da habe wohl irgendwas was falsch gerechnet

Gruss Röhrenzauber

Hi Herbert,

Habe das gerade mal durchrechnen lassen...
Wolltest Du mich "auf's Glatteis" führen? Der Ri der Stufe bleibt bei geänderter Frequenz oder unterschiedlichen Aussteuerungsgraden immer gleich...wäre ja auch schlimm, denn es würde sonst zu einem verbogenen Frequenzgang und/oder zu Kompressionseffekten kommen.
Bei einer Ub von 300V und einem Kathodenwiderstand von 680Ohm ergeben sich nahezu 5mA über der ECC81 (Rdc der Drossel = 6kOhm).
Hier die Ergebnisse:

"Ende der Fahnenstange" (also die 5% Klirr-Hürde) wird erst bei 5,3Vss korrespondierend mit 242Vss am Ausgang erreicht (bei 100kOhm Last = Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe)...nicht schlecht, für eine einzelne Triodenstufe...sowas bekommt man normalerweise nur mit Pentoden hin, die dann aber übelst hochohmig sind.
Ich denke, Du kannst also mit 16kOhm Ri dieser Stufe planen.

Gruß, Matthias

Übrigens, Hardcore wären 220Ohm an der Kathode der ECC81...macht 9.2mA bei Ua=244V...das treibt die Verstärkung nochmals in die Höhe und senkt den
Innenwiderstand auf unter 12kOhm...allerdings gehen dann "nur"noch 4Vss am Eingang, was für ca. 220Vss am Ausgang sorgt...bei 3.5% Klirr.

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #147) schrieb:

Wolltest Du mich "auf's Glatteis" führen? Der Ri der Stufe bleibt bei geänderter Frequenz oder unterschiedlichen Aussteuerungsgraden immer gleich

nein, nein - Glatteis oder so war keinerlei Hintergedanke.

Natürlich sollte in der Theorie der Innenwiderstand im Audiofrequenzgebiet praktisch weder frequenz- noch aussteuerungsabhängig sein - ich war (neben dem reinen Ergebnis des Innenwiderstandes an sich und des erreichbaren Maximalpegels) nur mal daran interessiert, welche frequenz- und pegelabhängigen Komponenten möglicherweise in den Bauelementemodellen drinstecken.

Mit ca. 16[kOhm] Innenwiderstand dürfen lastseitig auf alle Fälle ca. 175[pF] Lastkapazität dranhängen, bevor bei -3[dB] Abfall eine Tiefpaßgrenzfrequenz von ca. 57[kHz] unterschritten wird. Das sind ca. -0.50[dB] bei 20[kHz] (bzw. ca. -0.33[dB] bei 16[kHz] oder ca. -0.61[dB] bei 22.1[kHz]). "Hifi" ist es auf alle Fälle noch. Und um die 200[Vss] Ausgangsspannung sind also bei 300[V] Betriebsspannung auch zu erreichen. Das eröffnet doch einige Möglichkeiten bei der Ansteuerung von mehreren parallelgeschalteten, sehr niederohmigen und recht robusten Längsreglertrioden 6S19P (R(i) = ca. 400[Ohm], P(a)max.: 11[W], µ = ca. 3, S = ca. 7.5[mA/V], C(gk) = 6.5[pF], C(ga) = 8[pF]).

Schaltet man von den Dingern 4 parallel, dann erhält man (unter Berücksichtigung von 20[pF] Verdrahtungskapazität) eine Gesamtlastkapazität für die Treiberstufe von ca.174[pF]. Wenn man dann noch einen Gegentaktreiber mit der 2 * 600[H] Doppeldrossel verwendet, kann man 2 * 4 parallelgeschaltete 6S19[P] (zulässige Maximalgesamtanodenverlustleistung: ca. 85[W]) mit einem R(i) in der Gegend von 2 * 100[Ohm] auf einen passend dimensionierten und gleichstromfreien Ausgangsübertrager arbeiten lassen. Die Gesamtheizleistung (ca. 50[W]) liegt damit in der Gegend einer 6C33C (ca. 42[W]) - allerings thermisch wesentlich besser auf eine große Fläche verteilt - der Vorteil von 8 Röhren. Die zulässige maximale Gesamtanodenverlustleistung einer 6C33C liegt bei 60[W] (wenn beide Trioden voll genutzt werden) - hier haben wir mit unseren 85[W] etwas mehr Reserve (nämlich ca. +42%). Der Heizleistungswirkungsgrad pro Watt Anodenverlustleistung liegt bei der 6C33C bei ca. 1.43[W/W] - bei unseren 6S19P sinds um die 1.70[W/W]. Mit dem R(i) von ca. 100[Ohm] käme man auch in die Nähe dessen, was für die 6C33C publiziert ist (80...120[Ohm]) - und für die Gestaltung von qualitativ recht hochwertigen Ausgangsübertragern ist diese Niederohmigkeit natürlich ein unbedingter Vorteil.

Mit einer Stereo-Endstufe mit 2 * 8 Endröhren käme man also auf eine Ausgangsleistung von sauberen ca. 20[W]...22[W] pro Kanal - reine Triodenleistung im A-Betrieb (damit läßt sich auch mit normalen Heimlautsprechern schon was anfangen). Durch den A-Betrieb relativiert sich (bei sauber symmetrischen Ausgangsübertragern) der Begriff "Gegentakt" sehr (man "rutscht" deutlich in Richtung Eintakt), weil die ergebnisbeinflussende "Zusammensetzerei" von unvollständigen Halbwellen nicht mehr stattfindet. Durch die (aus der Sicht des Kerns) Gleichstromfreiheit und Niederohmigkeit kann man dagegen jetzt auf hochqualitative Ringkernausgangsübertrager setzen - etwas, was mit einem Eintakt-A-Verstärker nicht geht. Der Geräte-Gesamtwirkungsgrad wäre natürlich in jeder Hinsicht unterirdisch (300[W] Dauerleistung aus dem Netz sind da schnell weg) - aber vollsymmetrisch (um dem Threadtitel genüge zu tun) ließe sich sowas auf alle Fälle aufziehen.

Und: Man muß bei diesem Konzept nicht mit zu hohen Spannungen hantieren - 300[V] sind hier die höchste vorkommende Spannung (bei einem Praxisentwurf dürften wahrscheinlich auch 200....250[V] reichen). Für die Sicherheit beim Selbstbau ein nicht zu unterschätzender Punkt.

Ach ja: Von den 6S19P liegen hier einige in NOS rum - vermutlich sinds mehr als einhundert Stück.....damit sollte man also irgendwann mal rgendwas machen....und ein reiner Triodenverstärker (von Haus aus niederohmig und mit so wenig globaler Gegenkopplung wie möglich) wäre ja auch mal was....und zwar als flaches, ästhetisch zu gestaltendes Gerät (Gesamthöhe 6S19P: 72.5[mm], Gesamthöhe 6C33C: 130[mm] - und die Höhe der Fassungen ist hier noch gar nicht berücksichtigt) mit verteilten Wärmequellen (Zuverlässigkeit) und ausschließlich Röhren mit normalen Novalfassungen...... ;

Aaaber: Noch sind das alles reine Gedankenspiele!

Ganz herzlichen Dank für Deine Mühe, Matthias!

Grüße

Herbert

Guten Morgen

Das war wohl nix mit meiner Rechnung...war wohl zu voreilig.

Habe hier was Ultragemeines Ausgegraben,nur mal so als Rechenbeispiel:
http://www.jogis-roe...-Amp/Kapitel%201.htm

Damit kann man anhand der Röhrenkennlinien ;
V=Verstärkung=Delta Ua/Delta Ug
S=Steilheit =Delta Ia/Delta Ug
Ri=Innenwiderstand=Verstärkung/Steilheit
Berechnen

Das könnte (Kopfschmerzen GRATIS geben) wenn man den Ri rechnerisch ermitteln will.

Aber es ging doch auch um den AUSGANGSWIDERSTAND in einer Schaltung(es gibt doch diese Lastberechnung,mit und ohne Last)
Der Ausgangswiderstand ist auch viel kleiner als der (Ri=11K) der ECC81.

Kann man den Ri,und den Ausgangswiderstand auch mit Lt Spice ausrechnen lassen ??
klärt mich mal auf,das wäre Nett.

Gruss Röhrenzauber

Moin Röhrenzauber,

Zunächst zur Begriffsklärung...Ausgangswiderstand
Berechnung erfolgt genau so, wie bei dem Ausgangswiderstand einer Endstufe. Entweder mit dem Messen von Spannung im Leerlauf und Spannung mit Last, oder Spannung an verschiedenen Lasten (Hat Herbert mal im Selbstbauthread unter #4675 schön beschrieben...).
Man kann das mit LTSpice auch automatisieren...

Einfach zwei mal die gleiche Stufe mit jeweils unterschiedlicher Last simulieren und aus der Spannungs- und Stromdifferenzdifferenz am/durch den Lastwiderstand den Ri berechnen lassen...
Die Ausgabe von LTspice zeigt für das Beispiel:

Fourier components of V(out)
DC component:7.70871e-008

HarmonicFrequency Fourier Normalized Phase Normalized
Number [Hz] Component Component[degree]Phase [deg]
1 1.000e+039.214e+011.000e+00 179.56° 0.00°
2 2.000e+033.438e+003.731e-02 90.28° -89.27°
3 3.000e+032.281e-012.475e-03 -1.11° -180.67°
4 4.000e+032.767e-023.003e-04 -92.60° -272.16°
Total Harmonic Distortion: 3.739472%(3.739474%)



vout: RMS(v(out))=65.1975342045 FROM 0 TO 0.1
vout1: RMS(v(out1))=75.5386794322 FROM 0 TO 0.1
i: RMS(i(r4))=0.000651975342045 FROM 0 TO 0.1
i1: RMS(i(r7))=7.55386794322e-008 FROM 0 TO 0.1
delta_u: vout1-vout=10.3411452278
delta_i: i-i1=0.000651899803365
ri: delta_u/delta_i=15863.0899632



Gruß, Matthias