Baxandall Klangsteller mit Röhren - Dimensionierung Kathodenfolger

Moin,

Ich hatte mal diese Idee zu diesem Thema...


Die ECC81 ist zwar als Kathodenfolger vrecht nett, aber Vorsicht Ufk.

Vielleicht hilft's.

Gruß, Matthias

Hallo Mathias,

vielen Dank erst mal für Deine Schaltung samt Simulation.

Ich wollte anstelle der ECC81 eigentlich die 12DT8 einsetzen, diese ist in etwa identisch mit der ECC81. Als Endröhren sollen PCL82 zum Einsatz kommen (Endsektion: strapped as triode), wobei hier ja noch jeweils 1 Triodensystem in der Röhre zur Vorverstärkung genutzt werden kann. Alle Röhren sollen aber in Serienheizung (die 12DT8 "Parallel aber in Serie" zu den PCL82) betrieben werden, von daher hätte ich mit dem Heizungshochlegen ein Problem, sofern dies erforderlich ist.

Ursprünglich wollte ich auch mit 4 Röhren (2x 12DT8 und 2x PCL82) auskommen. Wegen der PCL82 auch mit eher "gemäßigter" Betriebsspannung, ich hatte so an ca. 200 Volt gedacht.
Meinst Du mit meiner zuvor "erdachten" Schaltung komme ich nicht hin ? Mega-High-End soll das Ganze auch nicht werden, ein kleiner Amp, der an kleinen Boxen am Computertisch stehen soll. Als AÜ sind auch nur kleine Hammonds 125ASE geplant. Ich wollte aber halt mal so eine kleine Klangstellung mit Röhren "dabei haben".

Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #3) schrieb:

Ich wollte anstelle der ECC81 eigentlich die 12DT8 einsetzen, diese ist in etwa identisch mit der ECC81.

Das kannst Du doch auch machen.

Ste_Pa (Beitrag #3) schrieb:

als Endröhren sollen PCL82 zum Einsatz kommen (Endsektion: strapped as triode),

This is a german forum.

Ste_Pa (Beitrag #3) schrieb:

wobei hier ja noch jeweils 1 Triodensystem in der Röhre zur Vorverstärkung genutzt werden kann. Alle Röhren sollen aber in Serienheizung (die 12DT8 "Parallel aber in Serie" zu den PCL82) betrieben werden, von daher hätte ich mit dem Heizungshochlegen ein Problem, sofern dies erforderlich ist.

Na, dann schau Dir doch einfach mal die Datenblätter und dort die Grenzwerte zu Ufk an. Möglicherweise siehst Du ja auch ein Problem, wo gar keines ist.


MfG
DB

Moin,

Natürlich ist mein Schaltungsvorschlag "perfektionistischer Overkill"...und passt so rein gar nicht zu PCL82 an 125er Hammonds.
Allerdings sind die einzelnen Teilschaltungen schon mal aufgebaut und gemessen, weshalb ich von entsprechender Funktion ausgehen kann.
Soll ja auch kein Bauvorschlag sein. Nur Denkanstöße liefern.
Die 12TD8 kenn ich nicht und habe auch kein Datenblatt auf Anhieb gefunden. Die Überschreitung der Ufk bezog sich auf die ECC81...die ja nun mal mit nur läppischen 90V spezifiziert ist...was sie, bezüglich Heizungspotential, nicht zur ersten Wahl für KF macht. Im Schaltunsvorschlag aus dem Eröffnungspost wären wir da schon weit drüber, wenn die Heizung nicht hochgelegt würde. Wie das bezüglich der 12TD8 oder PCL82 aussieht, weiß ich nicht...muss man halt die Datenblätter befragen.

Gruß, Matthias

Hallo DB, Hallo Matthias,

zunächst vielen Dank Euch für die Antworten.

Mathias, ich habe Nichts gegen "perfektionistischen Overkill" ganz im Gegenteil. Ich habe mir die Schaltung auch schon in meinen Ordnern gepeichert. Der aktuelle kleine Desktop-Amp soll ja nicht der Letzte sein, den ich bastele und gut dimensionierte und erprobte Schaltungsvorschläge sind auch im WWW rar. Aktuell bin ich noch beim Einstieg in die Röhrentechnik, aber auch da helfen mir Schaltungsvorschläge, die ich dann analysieren kann und wo ich mir ggf. auch Schaltungsteile "abgucke". Daher vielen Dank für den Schaltplan!

Ich habe ein Datenblatt der 6DT8 gefunden, welches Angaben zur Uf/k liefert. Die 6DT8 ist die Version der 12DT8 mit 6,3 Volt Heizspannung. Dort steht:
"PEAK HEATER-CATHODE VOLTAGE:
Heater positive with respect to cathode: max. 200 Volts
(The dc components must not exceed 100 volts)"
Sorry DB, ich habe das Datenblatt wörtlich zitiert, in englischer Sprache, auch wenn wir hier in einem deutschen Forum sind.

Ich nehme daher an, dass an der 6DT8 die Uf/k 100 Volt nicht übersteigen sollte und dies vermutlich auch für die 12DT8 gilt.

Wenn ich in meiner Serienheizung die 12DT8 am weitesten von Masse weg anordne, ist dies (weil es Vorstufenröhren sind) vermutlich einerseits ungünstig, für die Uf/k würde mir es aber schon mal 32 Volt bringen, die Uf/k-mäßig weniger anfallen.



Wenn ich das richtig einordne, könnte die Kathode der Röhre in Anodenbasisschaltung somit auf ca. 130 Volt liegen. Könnte ich denn damit bei meiner angepeilten Betriebsspannung von ca. 200 Volt in Bezug auf mein Baxandall-Netzwerk "etwas anfangen". ?
Mich interessiert auch besonders, wie hoch der Ausgangswiderstand der Anodenbasischaltung in etwas sein muss und wie hoch die Stromlieferfähgkeit, (in Bezug auf das Baxandall-Netzwerk und die zweite Röhre in Kathodenbasisschaltung) damit ich den Rk dimensionieren kann.

Viele Grüße
Steffen

PS: Ich skizziere nachher auch noch mal die Endstufe, damit alles zusammen ist. Vielleicht ergeben sich dadurch auch noch neue Schaltungsansätze.
PSS: Die PCL82 hat eine Uf/k von 200 Volt (Trioden- und Pentodenteil). Unter Umständen könnte ich auch die Triode der PCL82 als Eingangsröhre nutzen, falls dies Vorteile bringt, wäre dann vom Aufbau nicht ganz so schön, aber dennoch machbar.

Hast Du keinen massefreien Heizkreis? Dem könntest Du dann die notwendige Gleichspannung bequem geben.
Außerdem schriebst Du weiter vorn, daß Ua etwa 200V werden sollen. Dann bist DU doch mit der Anodenbasisstufe auch nicht im gefährdeten Bereich.


MfG
DB

Hallo DB,

doch der Heizkreis kommt aus einer separaten Trafowicklung ist also massefrei. Ich könnte ihn also auch Hochlegen (Spannungsteiler - Masse - Betriebsspannung Anodenkreis). Ich hatte nur Befürchtungen, dass wenn ich dies tue, dieses Hochlegen ja nur der Röhre in Anodenbasisschaltung "gut tut", den Röhren in Kathodenbasisschaltung hingegen nicht, weil ich denen damit ja ein künstlich hohes Spannungspotential Heizung - Masse schaffe.

Ub soll nach Möglichkeit um die 200 Volt betragen. Welchen Kathoden(arbeits)widerstand bzw. Kathodenstrom würdest Du hier denn für die Anodenbasisschaltung mit 12DT8 (Pi x Daumen) am Eingang des Klangstellers so ansetzen?

Viele Grüße
Steffen

PS: Hier das Kennfeld Ia = f(Ua) für die 12DT8



Typische Betriebsbedingungen Class A Verstärker lt. Datenblatt
Ua = 100 ... 250 V
RBias = 270 ... 200 Ohm
µ = 60
S = 15 ... 10,9 mA/V
Ia = 3.7 ... 10 mA

Ich habe noch mal aufskizziert, wie ich mir den kleinen Amp insgesamt so vorgestellt hatte ...



Die unterschiedlichen Ub sollen noch vereinheitlicht werden.
Ob ich es schaffe noch einen Koppel-C durch DC-Kopplung zwischen 2 Stufen zu ersetzen muss ich sehen.
Ob ein fester Bias am Eingang (Anodenbasisschaltung) besser ist als Autobias wäre auch noch so eine Frage ...

Viele Grüße
Steffen

Die Schalterei sieht ja so erstmal ganz gut aus...
Einzig die einsamen 280V wollen nicht so richtig gefallen. Aber das willst Du ja ändern.
Allerdings ist das nicht so ganz trivial (oder vielecht doch...Nur mit Taschenrechner und Datenblättern könnte ich das nicht so ganz schnell ergründen.)
Die Klangregelung ist genau so zu behandeln, wie z.B. eine RIAA Entzerrung (Was ja auch nur eine spezielle Klangregelung ist). Das meint, Quellwiderstand gegen 0Ohm, Lastwiderstand gegen unendlich wäre optimal.
Mit einem KF bekommt man irgendwas zwischen 400 und 1kOhm Impedanz zustande. Da könnte es sein, dass DAC oder Soundkarte besser sind... allerdings müsste das Lautstärkepoti dann hinter der Ausgangstriode der Klangregelung liegen.
Und dann liegt die Kuhschwanzerei in der Gegemnkoppelung...Ohne genaue Dimensionierung kann es also passieren, dass bei Veränderung der Röhrentype und/oder Betriebsspannung, die Neutralstellung der Klangregelung nicht bei Mittelstellung der Potis liegt und/oder die Wirkung der Potis nicht symmetrisch ist. Viel Arbeit mit Widerstandsdekade und 'ner handvoll Kondensatoren oder ein Fall für Spice...

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

das die Schalterei erst mal halbwegs okay aussieht freut mich sehr zu hören.

Die Spannungen will ich noch so "hinbiegen", das alle Röhren mit derselben Spannung auskommen.

Und ja, der Fakt, dass das Klangstellnetzwerk in der Gegenkopplung liegt, bereitet mir Probleme. Ich weiß hier auch nicht wirklich, wie ich den Arbeitspunkt der Verstärkerröhre selbst festlegen kann, so dass alles passt. Auch die Belastung des Netzwerkes für einen davor liegenen Kathodenfolger kann ich nicht abschätzen.

Ich habe aktuell so einen kleinen China-DAC. Dieser ist ähnlich dem Behringer UCA222. Dieser hat eine Ausgangsimpedanz von nur 400 Ohm, lt. dessen Datenblatt. Ich vermute bei meinem China-DAC wird dies ähnlich sein. Als max. Ausgangspegel bekomme ich ca. 350 mV_rms.
Vermutlich bringt mit der Kathodenfolger am Eingang dann Nichts bzw. verschlimmert die Lage impedanztechnisch. Allerdings würde er eine Art Entkopplung darstellen. Ich weiß aber nicht, ob man eine solche braucht.

Wenn ich auf den KF verzichte hätte ich eine Röhre übrig, wegen meines Heizungskonstruktes. Meinst Du ich könnte diese noch als weitere Verstärkungsstufe (Anodenfolger) nutzen, um ggf. die globale Gegenkopplung wirksamer zu machen ?

In LTSpice bin ich nicht so fit. Ich habe aber TINA-TI hier als Simulator, auch mit eingepflegten Röhrenmodellen. Ich kann damit ja mal ein wenig probieren.

Viele Grüße
Steffen

PS: Achja da Du den Lautstärkesteller angesprochen hast ... Ich suche auch noch eine Möglichkeit zur Balancestellung. Vermutlich würde sich hier im aktuellen Schaltplan die dritte Röhre bzw. deren Rk anbieten, allerdings wird hier auch die gloable GK eingespeist.

Hi Steffen,

Ich mache hier gerade ein wenig mit Deiner Schalte rum. (Habe Spaß an sowas...und Langeweile )
Sind doch böse Fehler drin. Die Treiberstufe und die Endstufe haben keinen Gitterableitwiderstand...Naja, und der Arbeitspunkt der Endstufe ist auch nicht sooo toll.
Hast Du diese Hammond 125ASE schon? Müssen die PCL in Triode laufen (wenn Du sowieso eine Gegenkoppelung nutzen willst)?
Noch Fragen über Fragen...
Die 6/12DT8 sind recht "krumme Hunde"...war schwierig ein Spice-Modell davon zu erstellen.
Na, mal sehen, was das wird.

Gruß, Matthias

PS: Übrigens die Tina kenn ich... Die ist zwar ganz nett, aber Du solltest Dich lieber mit LTSpice befassen

Hallo Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #12) schrieb:

... Ich mache hier gerade ein wenig mit Deiner Schalte rum. (Habe Spaß an sowas...und Langeweile ) ...

das klingt gut und gefällt mir sehr.

Und ups, die Gitterableitwiderstände habe ich wohl auf der Skizze vergessen ... Asche auf mein Haupt.

Die Arbeitspunkte für den Amp selbst (ohne Tonsteller) habe ich folgendermaßen versucht festzulegen ...





Die PCL82 müssen nicht unbedingt als Trioden laufen. Vielfach war/ist halt zu lesen, das Trioden ein "angenehmeres" Klangspektrum ergeben als Pentoden. Auch soll es "nur" ein Amp für den Schreibtisch werden, der kleine Boxen und ggf. Kopfhörer antreibt, so dass es nicht unbedingt sonderlich laut werden muss. Daher hatte ich gedacht die Pentode als Triode zu nutzen. Aber wenn Gründe für die Pentode sprechen, könnte ich den Amp auch so aufbauen.

Die Hammond AÜ habe ich bisher noch nicht, wollte sie aber demnächst bei BTB oder tube-town bestellen. Das diese keine Highlights sind, sagt schon das Datenblatt.
"Designed for general purpose or replacement use (not Hi-Fi) in single ended tube output circuits.
Frequency response: 100 Hz. - 15 Khz (+/- 1db max. ref. 1 Khz)."
Dafür habe sie aber eine ganze Reihe an Anzapfungen, sind rel. klein und es sind die preiswertesten SE-AÜ, die ich finden konnte (ca. 32 Euro pro Stück (125ASE, 3 Watt, max. 25mA DC-Bias)). Nach gebrauchten in der Bucht SE-AÜ schaue ich auch ab und an, bisher fand ich aber meist kein Päärchen.
Mir geht es aktuell auch hauptsächlich um das Basteln und Verstehen von Röhrenschaltungen. Es soll zwar auch etwas Benutzbares (und halbwegs Ansehbares) dabei herauskommen, aber High-End strebe ich nicht an.

TINA-TI war/ist mir deutlich verständlicher (ich vergleiche es immer mit Photoshop-Light oder auch Windows, wohingegen ich LTSpice eher GIMP bzw. Linux zuordnen würde (ich weiß der übertragene Vergleich "hinkt" ))
Aber Du hast schon Recht. Der Leistungsumfang von LTSpice ist deutlich höher. Gerade die schönen Kuhschwanz-Kurven kann ich mit TINA nicht so darstellen bzw. kann ich keine Laufvariable für die Potistellung einbeziehen.
Immerhin das LTSpice Handbuch hatte ich mir vor Monaten schon mal geladen. "Irgendwann" schaue ich mir das doch mal an.

Viele Grüße
Steffen

PS: Für die 12DT8 habe ich für TINA das Model der 12AT7 genommen:

* Connections: Plate
* | Grid
* | | Cathode
* | | |
.SUBCKT 12AT7 1 2 3 ; P G C; NEW MODEL
+ PARAMS: MU=60 EX=1.35 KG1=460 KP=300 KVB=300 RGI=2000
+ CCG=2.3P CGP=2.2P CCP=1.0P ; ADD .7PF TO ADJACENT PINS; .5 TO OTHERS.
E1 7 0 VALUE=
+{V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+V(2,3)/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES IN MU-FOLLOWER
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID; WAS 1.6P
C2 2 1 {CGP} ; GRID-PLATE; WAS 1.5P
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE; WAS 0.5P
D3 5 3 DX ; FOR GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; FOR GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS

Moin,

Hatte gestern abend keine Lust mehr, was zu posten....Aber wegen "seniler Bettflucht" eben heute morgen.
Hier Deine Schalte, Steffen (mit ein paar kleinen Änderungen):

Hier habe ich schon mal etwas dran rumgefummelt...vielleicht als Diskussionsgrundlage...hat sicher noch viel Optimierungspotential:

Der Abfall im Bass ist gewollt (tolle Übertrager)
mit besserem "Eisen" könnte das mit vergößerter Eingangskoppelkapazität so aussehen:


Hier noch mein Modell für die 12DT8

.SUBCKT 12DT8 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3P CGP=1.6P CCP=1.9P RGI=2000
+ MU=96.6 KG1=435 KP=228 KVB=9888 VCT=0.205 EX=1.37
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS

Gruß, Matthias

Hi,
das erinnert mich an meinen alten Röhrenverstärker von 1960.
Die erste Röhre als Kathodenfolger entlockt mir ein "Nanu". Bei mir hing die Klangregelung zwischen beiden Anoden, wie in Rolf_Meryers zweitem Plan.
Mein zweites "Nanu" betrifft die ECC81 (oder ähnlich). Das ist eine HF-Triode, die in NF-Schaltungen eigentlich zu viel rauscht. Bei mir war es damals eine ECC83. Die verträgt auch 180 V zwischen Heizung und Kathode.
Der Gegenkopplungswiderstand(?) zum Gitter des 1. Systems (Rolf_Meryer) stört mein ästhetisches Empfinden etwas. Ich würde dem zweiten System seinen eigenen Gitterableitwiderstand spendieren. Zur Gegenkopplung sollte der Kathodenwiderstand des Systems 1 ausreichen (im Zweifelsfall Anodenwiderstand verkleinern).

Gruß RoBernd

Hallo Matthias,

ja mein Antwortpost kam gestern leider auch etwas spät, daher dachte ich mir schon, dass Dich erst mal zur Ruhe legst. Aber solange Du nicht über meiner Schalte eingeschlafen bist, ist ja alles in Ordnung.

Zunächst vielen vielen Dank für Deine investierte Zeit und die Simualtionen!

Ich fange mal hinten an ...

Das Du den Frequenzgang im Bassbereich (ab 100 Hz) etwas abfallen lässt finde ich Okay. Bei meinem letzten kleinen Gegentakt-Amp, den ich mir baute, habe ich den Einkoppel-C auch sogar auf 22 nF reduziert. Dort sind kleine ELA-AÜ verbaut. Und weder die kleinen Übertrager noch die kleinen Schreibtischboxen (die ich noch bauen will) werden nennenswerte Frequenzen unter 100 Hz übertragen können.

Die kleineren Korrekturen am Baxandall-Netzwerk (R11: 270k anstelle von 200k, R13: 220k anstelle 330k, C7: 220p anstelle von 100p, R27: 15k zusätzlich am Tiefen-Steller) hast Du vermutlich gemacht, um den Frequenzgang bei Mittenstellung möglichst linear zu bekommen?

Dann ist mir aufgefallen, dass der Überschneidungspunkt der Höhen- und Tiefenkennlinie in der Ausgangssschaltung bei ca. 2,9 kHz lag, jetzt ist er bei ca. 900 Hz. Bei deiner "Luxusschaltung" weiter oben im Thread lag der Überschneidungspunkt auch in etwa in diesem Bereich (wobei hier einen größeren Bereich überspannend). Daher vermute ich mal das dies (die ca. 900 Hz) besser ist als die 2,9 kHz in meiner Ausgangsschaltung.

Den Kathodenwiderstand (anstelle der LED) an der zweiten Röhre in Kathodenbasisschaltung finde ich auch Okay. Die Verstärkung scheint ja auch ohne "Überbrückungselko" ausreichend zu sein. Und so habe ich eine lokale Stromgegenkopplung, die sicher positiv gegen mögliche Verzerrungen wirkt.

Was ich nicht ganz verstehe ist die Funktion des R20. Bildet dieser eine Art Spannungsgegenkopplung auf das Gitter der ersten Röhre? Und dann ist die erste Röhre nun in Kathodenbasisschaltung (Anodenfolger) eingesetzt. Das bringt Verstärkung aber durch das Abgreifen des Ausgangssignales an der Anoden eigentlich auch einen relativ hohen Innenwiderstand (den wir hier eigentlich nicht haben wollten, wenn ich Dein Statement weiter oben richtig interpretiert habe). Wahrscheinlich drückt R20 durch die Spannungsgegenkopplung diesen Innenwiderstand aber nach unten?!

Hallo RoBernd,

also bei den alten Röhrenverstärkern setzte man überwiegend passive Klangsteller (das Baxandall-Netzwerk geht auch passiv aufzubauen) ein. Diese lagen dann zwischen 2 Röhren in Kathodenbasisschaltung, wo das Ausgangssignal jeweils an den Anoden abgegriffen wurde. Das Klangstell-Netzwerk arbeitete hier aber gegen Masse, so dass man einerseits hochohmig arbeiten musste und andererseits logarithmische Potis braucht. In meinem Büchlein (NF-Verstärker Praktikum von Otto Diciol) sind 2 solcher Schaltungen erläutert. So habe ich das zumindest verstanden. "State of the Art" soll sowas aber nicht mehr sein, empfohlen wird immer das Klangstellnetzwerk in die Gegenkopplung zu legen.

Der Kathodenfolger in der ursprünglichen Schaltung sollte eigentlich dazu dienen, einen möglichst niedrigen Innenwiderstand (für das Klangstellnetzwerk in der Gegenkopplung der zweiten Röhre (die als Anodenfolger arbeitet) zu erzielen.

Von den 12DT8 (~ECC81) (µ=60) habe ich hier noch einige liegen (gab es recht preiswert bei Pollin) daher wollte ich sie nutzen. Einen anderen Grund gab es nicht. Die ECC83 ist höherverstärkend (µ=100) und ist deshalb wohl in den meisten Röhrenklangstellern zu sehen. +/-16 dB oder gar +/-20 dB Stellumfang brauche ich aber nicht, daher dachte ich / hoffe ich mit der 12DT8 auszukommen.

Viele Grüße
Steffen

PS: @Matthias: Ist der Wert für MU in Deinem Spice-Modell der 12DT8 (MU=96.6) so korrekt? Ich bin mit den Modellen nicht so vertraut (habe diese bisher meist eigentlich nur als Source aus dem Netz in meine TINA-TI-Library eingefügt). Grob dachte ich aber, dass das Attribut MU dem µ der Röhre entspricht oder irre ich hier?

Moin,


@Steffen

Die kleineren Korrekturen am Baxandall-Netzwerk (R11: 270k anstelle von 200k, R13: 220k anstelle 330k, C7: 220p anstelle von 100p, R27: 15k zusätzlich am Tiefen-Steller) hast Du vermutlich gemacht, um den Frequenzgang bei Mittenstellung möglichst linear zu bekommen?

Ja, genau das... und eben die Verschiebung der Überkreuzungen nach unten und die möglichst symmetrische Wirkung beider Klangsteller.
In der "Luxusschaltung" habe ich das so gemacht, weil die Klangsteller die Höhen und Tiefen...und eben nicht so sehr die Mitten beeinflussen sollten.
Die Grundidee zu dieser vergrößerten Breite und der Festlegung der Überschneidungsfrequenz folgt eigentlich diesen Erkenntnissen: Wiki zu Lokalisation in der Akustik
Nicht umsonst ist die 1kHz-Marke auch ein Referenzpunkt bei der ganzen Audio-Geschichte. Und, übrigens, schau Dir mal Deine Diagramme im Eröffnungspost an Da sind 2,2Meg als Gitterableitwiderstand und eine andere Röhre mit einem anderen Arbeitspunkt am werken...Und schwups, sieht das ganz anders aus.

Was ich nicht ganz verstehe ist die Funktion des R20. Bildet dieser eine Art Spannungsgegenkopplung auf das Gitter der ersten Röhre?

Ganz genau...Spannungsgegenkoppelung um die viel zu hohe Verstärkung runter zu bringen und die Impedanz der Eingangsstufe zu vermindern.
Du hast ja die Röhrentypen festgelegt Mit dem KF vorn hat die Verstärkung nicht mehr ausgereicht, um bei 300mVeff noch Vollaussteuerung zu erreichen und noch etwas nennenswerte Gegenkoppelung in der Endstufe zu ermöglichen. Deshalb komplett die Eingangsstufe umgefrickelt

empfohlen wird immer das Klangstellnetzwerk in die Gegenkopplung zu legen.

Aus welchem blöden Grund auch immer, vielleicht weil es so schön bequem ist.

Ist der Wert für MU in Deinem Spice-Modell der 12DT8 (MU=96.6) so korrekt? Ich bin mit den Modellen nicht so vertraut (habe diese bisher meist eigentlich nur als Source aus dem Netz in meine TINA-TI-Library eingefügt). Grob dachte ich aber, dass das Attribut MU dem µ der Röhre entspricht oder irre ich hier?

Mit dem MU=µ hast Du völlig Recht... Die tatsächliche Verstärkung stimmt aber nur dann mit dem MU überein, wenn die Triode näherungsweise einer idealen Triode entspricht,,, Das ist bei der 12DT8 aber nicht wirklich gegeben. Da haben dann solche Parameter wie EX, KVB und KP großen Einfluss...und die haben bei dieser Röhrentype...jedenfalls nach den Datenblattkennlinien recht "komische" Werte. Aber wie die Ableitung von Simulationsmodellen aus Kennlinienscharen geht, ist eine längere Geschichte...vielleicht am Wochenende.

@Bernd

Die erste Röhre als Kathodenfolger entlockt mir ein "Nanu". Bei mir hing die Klangregelung zwischen beiden Anoden, wie in Rolf_Meryers zweitem Plan.

Das ist jetzt bestimmt klar, warum das so gekommen ist...

Mein zweites "Nanu" betrifft die ECC81 (oder ähnlich). Das ist eine HF-Triode, die in NF-Schaltungen eigentlich zu viel rauscht.

Ich will Dir gern glauben, aber warum sollen HF Trioden mehr rauschen? Ich mag die ECC81 recht gern... sehr niederohmig bei recht hoher Verstärkung...nicht so wirklich ein Musterbeispiel an Linearität aber es hat sogar dazu gereicht, 845er zu treiben...und die braucht 300Vss für Vollaussteuerung. Ich habe damit auch mehrere Phono-Vorverstärker gebaut. Das rauscht eher weniger, als mit ECC83.

Zur Gegenkopplung sollte der Kathodenwiderstand des Systems 1 ausreichen (im Zweifelsfall Anodenwiderstand verkleinern).

Das wird dann aber seeehr hochohmig.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

hab erst mal wieder recht vielen Dank für die ausführliche Antwort.

Ich habe gestern Abend angefangen, die ganze Schaltung auf Zetteln anhand der Röhren-Kennlinien und einiger Handrechnungen nachzuvollziehen. Das Ganze ist aber noch nicht ganz fertig. Heute Abend geht es weiter.
Das Resultat der Zettel samt einiger Fragen stelle ich heute Abend oder morgen hier ein.

Wenn Du am Wochenende Lust hast noch etwas zu Weg Kennlinienscharen oder Röhendatenblatt -> Parameter der SPICE-Modell sagen, wäre ich daran auch sehr interessiert.

Das die Überschneidungsfrequenz meiner Ausgangsschaltung von der Orginalschaltung abweicht (und das "nur" weil der Gitterableitwiderstand ein anderer war und die Röhre etwas anders und deren Arbeitspunkt anders liegt) habe ich nach Deinem Hinweis auch gesehen. Interessant, was solch "Kleinigkeiten" bewirken.

Bis hier hin erst einmal.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Matthias,

ich habe mal einige Papierblätter "voll gekritzelt" (kommen weiter unten im Text als Fotos ). Auch weil ich halbwegs verstehen will, was ich so bastele.

Zuvor aber noch ein paar kurze Fragen:

Warum hast Du eigentlich den Kondensator über dem Bass-Poti im Ausgangsbild des Valve Wizard "weg rationalisiert" (das war mir vorhin erst aufgefallen ). ? Aber die Schaltung scheint ja auch ohne diesen hervorragend zu funktionieren, wie die Simulation zeigt.

Für die erste Röhenstufe habe ich einen Ri von 76 kOhm ermittelt, eine Spannungsverstärkung von 25,9 dB ohne Kathodenelko und ohne Spannungsgegenkopplung (120k / 22k). Mit Spannungsgegenkopplung komme ich auf 17,2 dB. Jetzt würde mich der Innenwiderstand interessieren, der durch die Spannungsgegenkopplung erzielt wird.

Im Gesamten habe ich folgende Spannungsverstärkungen ermittelt:

1. Röhrenstufe 1 (12DT8 Kathodenbasisschaltung, StromGK über RK ohne Elko, SpannungsGK A-G): 17,2 dB (ohne SpannungsGK: 25,9 dB)
   
2. Röhrenstufe 2 (12DT8 Kathodenbasisschaltung, StromGK über RK ohne Elko, Baxandall-Netzwerk in SpannungsGK A-G): 8 dB (Klangsteller in Mittelstellung) (Leerlaufverstärkung der Röhrenstufe ohne Klangstellernetzwerk: 25,2 dB)
   
3. Röhrenstufe 3 (PCL82-Triode-Sektion, Kathodenbasisschaltung): Leerlaufverstärkung: 34,4 dB (erhält aber SpannungsGK vom Ausgangs des AÜ)
   
4. Röhrenstufe 4 (PCL82-Pentode-Sektion-Strapped-As-Triode, Kathodenbasisschaltung): 14,5 dB
   
5. AÜ: 10kOhm : 8 Ohm -> ü=35,4 -> -31 dB
   
6. Stufe 3 + Stufe 4 + AÜ + globale SpannungsGK -> -12,8 dB
   
7. Für den gesamten Amp bekomme ich eine Spannungsverstärkung von ca. 12,4 dB
   

Könnte das in Etwa hinkommen ?

Bei der E(/P)CL82 (Pentode als Triode) weichen die SPICE-Werte (DC-Abeitspunkt) Deiner Simulation erheblich von den Werten im Kennlinienfeld in meinem Arbeitsblatt (nachfolgendes Bild 6) ab. Hast Du dafür eine Erklärung?

Um mir die Fragen selbst zu beantworten wollte ich auch meine TINA befragen. Leider hatte sie immer schon große Probleme mit Pentoden jeglicher Art, so auch bei dieser Schaltung. Die DC-Arbeitspunkte der Pentode (as Triode) passen nicht und auch die Simulation meldet ab ca. 180 mV Eingangsamplitude Konvergenzprobleme.

Jetzt erst mal meine Zettelwirtschaft (damit Du siehst was ich zusammen gekritzelt habe ) Wenn Du Lust hast kannst Du ja mal drüber schauen und die vielen Fehler finden ...


Ein Fehler im Bild: Röhre 3 bekommt auch 250V UB










Eine Ug von 22V stellt sich bei einem Ia von 21mA in diesem Kennlinienfeld bei ca. 196V Ua ein (nicht bei 250V) ...



Viele Grüße
Steffen

PS: "Mein" E(/P)CL82 (entspricht der 6BM8) Pentodenmodell:

.SUBCKT ECL82P 1 2 3 4 ; A G2 G1 C (Pentode)
* Philips Data Book 17-02-1956 AKA 6BM8
* library format: LTSpice 04-Feb-2009
+ params: MU=12.19 EX=1.350 KG1=522.0 KG2=4500 KP=38.60 KVB=25.8 VCT=0.00 RGI=2000
+ CCG=6.7p CPG1=0.6p CCP=4.1p

RE1 7 0 1MEG ; DUMMY SO NODE 7 HAS 2 CONNECTIONS
E1 7 0 VALUE={V(2,4)/KP*LOG(1+EXP((1/MU+V(3,4)/V(2,4))*KP))}; E1 BREAKS UP LONG EQUATION FOR G1.
G1 1 4 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1*ATAN(V(1,4)/KVB)}
G2 2 4 VALUE={(EXP(EX*(LOG((V(2,4)/MU)+V(3,4)))))/KG2}
* G2 2 4 VALUE={PWR(V(2,4)/MU+V(3,4),EX)/KG2}
RCP 1 4 1G ; FOR CONVERGENCEA - C
C1 3 4 {CCG} ; CATHODE-GRID 1C - G1
C2 1 3 {CPG1} ; GRID 1-PLATEG1 - A
C3 1 4 {CCP} ; CATHODE-PLATEA - C
R1 3 5 {RGI} ; FOR GRID CURRENTG1 - 5
D3 5 4 DX ; FOR GRID CURRENT5 - C

.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N) ; diode used by the Triode, Pentode Beam Tetrode models
.ENDS ECL82P

Moin Steffen,

Du meinst das wirklich ernst... nachts um zweie posten.
Ich muss meine "Ware Arbeitskraft" noch ein paar Jahre verkaufen...kann ich mich also nur spät abends und am Wochenende meinem Hobby widmen,.

Warum hast Du eigentlich den Kondensator über dem Bass-Poti im Ausgangsbild des Valve Wizard "weg rationalisiert" (das war mir vorhin erst aufgefallen ). ? Aber die Schaltung scheint ja auch ohne diesen hervorragend zu funktionieren, wie die Simulation zeigt.

Weil ich ein ausgemachter Trottel bin. Ist ein Abschreibfehler. Kam mir doch gleich irgendwie "spanisch vor"... soviel Abweichung vom Ideal wegen geändertem Arbeitspunkt und anderer Röhrentype...1-2dB's könnte man damit erklären...aber dieser Unfug (damit meine ich die Abweichungen in meiner Simulation Deiner Schaltung weiter vorn), da sollte eigentlich mehr "faul" sein.... Und, statt mal die Glupschen auf zu machen, habe ich gleich fein losoptimieret... Gut, das Ergebnis ist optimal, aber es wäre schneller und besser gegangen, wenn ich diesen C dabei gehabt hätte. Bei Ausführung muss man da noch mal drüber schauen, was nun "besser" ist.

Für die erste Röhenstufe habe ich einen Ri von 76 kOhm ermittelt, eine Spannungsverstärkung von 25,9 dB ohne Kathodenelko und ohne Spannungsgegenkopplung (120k / 22k). Mit Spannungsgegenkopplung komme ich auf 17,2 dB. Jetzt würde mich der Innenwiderstand interessieren, der durch die Spannungsgegenkopplung erzielt wird.

Das kommt ziemlich hin...habe da was mit 27dB ermittelt, die durch die Spannungsgegenkoppelung auf ca, 11.5dB sinkt. Ri dieser Stufe mit allen Gegenkoppelungen in der Größenordnung 10kOhm.

Die zweite SDtufe "zählt nicht"... da wird nur der Verlust des Kuhschwanzes ausgeglichen...Verlust -1dB.
Die PCL82_Triode macht knapp 33dB Gewinn "open loop" wird dann aber auf 25dB gegengekoppelt (von sekundär AÜ)...macht also einen Gegenkoppelungsgrad von ca. 8dB in der Endstufe,,,
Und dann kommt da noch "das unbekannte Wesen" PCL82 in Triode... Macht nach meiner Simu +16dB...
Ob das so stimmt, kann ich im Moment nicht wirklich sagen...nach der jetzigen Simu kommen "hinten" ~ +21dB raus
Aber aus dem Kennlinienfeld vom Tom können wir ja dann ein prima Modell für die PCL82_Penthode in Triodenschaltung generieren.

Damit können wir dann auch die verbleibenden Ungenauigkeiten ausmerzen... aber heute nicht mehr,

Gru9, Matthias
...

Rolf_Meyer (Beitrag #20) schrieb:

Du meinst das wirklich ernst... nachts um zweie posten.

Ja das war schon ernst gemeint. Diese Woche habe ich ein wenig Zeit und da ich eh (sofern ich das kann) eher Nacht-aktiv bin, wollte ich die Gelegenheit nutzen.

Rolf_Meyer (Beitrag #20) schrieb:

Ich muss meine "Ware Arbeitskraft" noch ein paar Jahre verkaufen...kann ich mich also nur spät abends und am Wochenende meinem Hobby widmen ...

Auf jeden Fall! Die "Ware Arbeitskraft" ist ein wichtiges, wenn nicht sogar das wichtigste Gut in heutigen Zeiten. Daher hüte diese gut. Der Amp hier eilt nicht und ich bin ja hier erst einmal sehr sehr froh, dass Du mir hier (überhaupt) so kompetent weiter hilfst.

... Weil ich ein ausgemachter Trottel bin. Ist ein Abschreibfehler. Kam mir doch gleich irgendwie "spanisch vor"...

Das würde ich so auf keinen Fall sagen. Ich hab den fehlenden Kondesator ja auch erst in der zweiten "Nachtschicht" entdeckt, auch weil die Kurven der Simulation keinen Anlaß zur Kritik boten. Und solch Flüchtigkeitsfehler passieren, das kenne ich nur zu gut.

Bei Ausführung muss man da noch mal drüber schauen, was nun "besser" ist.

Ja das wäre interessant zu wissen.

Meine Rechnungen scheinen dann (bis auf die Verstärkung der zweiten Röhre in Verbindung mit dem Klangstellnetzwerk in der GK sowie dem "Pentodenproblem") zumindest halbwegs zu passen. Das freut mich schon mal sehr.

Aber aus dem Kennlinienfeld vom Tom können wir ja dann ein prima Modell für die PCL82_Penthode in Triodenschaltung generieren.

Ich war gestern schon auf der Suche nach vergleichbaren anderen Trioden (für die es Spice-Modelle gibt), die der PCL82-Pentode in Triodenschaltung ähneln, kam da aber nicht weiter. Von daher finde ich Deinen Vorschlag Spitze aus Tom's-Kurven (PCL82-Pentode strapped as Triode) ein "richtiges" Triodenmodell zu "basteln". Wie man aus den Kennlinien die SPICE-Modelle generiert bzw. besser die Parameter des Modells ermittelt hat mich ja schon immer sehr interessiert.

... Damit können wir dann auch die verbleibenden Ungenauigkeiten ausmerzen... aber heute nicht mehr. ...

Ja sehr gern. Und wie gesagt, das eilt nicht. Mache wie Du Zeit und vor allem Lust hast und vor allem unter Rücksicht auf sonstige Verpflichtungen (z.B. die Arbeitskraft) .

Bis hier hin erst einmal.

Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #16) schrieb:

Diese lagen dann zwischen 2 Röhren in Kathodenbasisschaltung, wo das Ausgangssignal jeweils an den Anoden abgegriffen wurde. Das Klangstell-Netzwerk arbeitete hier aber gegen Masse, so dass man einerseits hochohmig arbeiten musste und andererseits logarithmische Potis braucht. In meinem Büchlein (NF-Verstärker Praktikum von Otto Diciol) sind 2 solcher Schaltungen erläutert. So habe ich das zumindest verstanden. "State of the Art" soll sowas aber nicht mehr sein, empfohlen wird immer das Klangstellnetzwerk in die Gegenkopplung zu legen.

Es ist schon richtig, das Klangregelnetzwerk wird gerne mit log-Potentiometern gegen Masse betrieben. Vielleicht konnte man damit eine Röhre einsparen. "State of the Art" war das aber auch 1960 in professionelleren Schaltungen nicht.
Weil die Elektroniker sich inzwischen an Operationsverstärker gewöhnt haben, hat die Gegenkopplung inzwischen vielleicht einen höheren Stellenwert.

@Rolf_Meyer
Ich kann mich erinnern, dass die ECC83 früher in den Datenblättern als rauscharme NF-Triode bezeichnet wurde. Den Hinweis rauscharm finde ich dort jetzt allerdings nicht. Den gibt es nur in
Übersichten und
Wikipedia
Ich habe Anfang der 1960er die Elektronik für mein Tonbandgerät (2/2-Spur Stereo) gebaut und die ECC81 dafür genommen, weil ich eine ältere Schaltung (aus Telefunkens M23) nachempfunden habe. Die hat deutlich mehr gerauscht als eine ECC83.

Gruß RoBernd

Moin,

@Bernd,
Die ECC83 ist mir in noch keinem Datenblatt als rauscharme NF-Triode begegnet... aber egal.
Bei einer Triode entsteht das Rauschen hauptsächlich durch (von miesem Vakuum verursachten) Gitterstrom, proportional zum Anodenstrom...welcher bei ECC81 meist höher ausfällt, als bei ECC83. Gleichwohl kann man ECC81 auch mit genau so mickerigen Anodenströmen betreiben...
Bei Penthoden sieht das anders aus. Da entsteht das Rauschen meist mehr aus dem Stromverteilungsrauschen zwischen dem Anodenstrom und dem G2-Strom. Da haben wir also durchaus ein konstruktiv bedingtes Rauschen, was bei einer EF86 wesentlich geringer ausfällt, als bei z.B. einer EF80. Weswegen die EF86 in vielen Datenblättern als rauscharme NF-Penthode bezeichnet wird...
Wie dem auch sei, wir haben beide unsere Erfahrungen zum Thema gemacht...sollen es Andere doch auch selbst tun...

Zurück zum Thema Spice-Modell aus Kennlinien.

Auf dieser Website haben wir eine recht ausführliche Dokumentation...
Benötigt wird die paint_kit.jar... ein kleines Java-Programm.
Sollte Java nicht schon installiert sein, kann man das hier herunterladen.
Nach einem Doppelklick auf die paint_kit.jar sollte es so aussehen:

Klicken wir dort auf "Model" öffnet sich ein Dialog-Fenster:

Nun bringen wir die Grafik-Datei mit dem Kennlinienfels auf eine vernünftige Größe (so, dass sie bei 1:1 auf den Bildschirm passt):

Waren in diesem Fall 66% der Originalgröße... Das speichern wir dann im gleichen Verzeichnis, wo die paint_kit.jar liegt...
Wenn wir dann im "Modell"-Dialogfenster den gleichen Namen angeben, wie beim Speichern der Grafik-Datei und auf "Update PARAMS" geklickt haben,

erscheint im Hauptfenster von paint_kit das:

So, nun müssen die Parameter wie "Ip max" (maximaler Anodenstrom im Diagramm) und "Vp max"(maximale Anodenspannung im Diagramm) angepasst werden... So:

Mit der Maus (und gehaltener linken Maustaste schieben wir die Linien von paint_kit genau über die Diagrammlinien aud der unterlegten Kennliniengrafik...Sieht dann so aus:

Jetzt müssen wir nur noch die Anzahl und Abstände der Kennlinien festlegen (17 Gitterspannungskennlinien im Abstand von 2V beginnend mit 0V):

Und dann beginnt das Spiel mit dem Schieben der Regeler für MU, KG VCXT etc...pp.
Bis die Linien aus den Aufgenommenen Kennlinien möglichst genau mit den synthetisch erzeugten Kennlininen übereinstimmt:

So kann das aussehen, wobei es wirklich nicht auf ein mA ankommt
Nach einem Klick auf "Model" springt ein Fenster hervor, welches das Spice-Model zu den "gefundenen Kennlinienscharen" enthält...
Und das nutzenwir dann in LTspice für unsere Simulationen...

Viel Spaß, beim Nachmachen...
Gruß, Matthias

....wieder was gelernt.....Danke, Matthias.

Grüße

Herbert

Hallo Matthias,

zunächst vielen vielen Dank für die umfangreiche Anleitung. Vielleicht sollte man diese sogar im Röhrenunterforum irgendwie zusätzlich noch mal gesondert als Anleitung sichern. Das wird ganz bestimmt noch andere Röhrenfreunde sehr interessieren.

Ich bin schwer begeistert von dem Paint-Kit-Tool und Deiner Anleitung.

Vorhin habe ich mich auch gleich mal selbst mit dem Parameterfinden anhand der Kennlinienschar der PCL82 versucht ...



Und siehe da ... es hat sehr gut geklappt. Jetzt kann ich endlich auch Röhren im Simulator nutzen, für die ich bisher keine Spice-Modelle im Netz gefunden habe.

Ich pflege das Modell nachher mal in meine TINA ein. LTSpice habe ich auch schon mal installiert. Damit muss ich mich aber noch bechäftigen, ist doch wesentlich komplexer als TINA-TI. Sehr wahrscheinlich werde ich da noch die ein oder andere Frage haben. Aber wenn ich auch mal selbst so schöne "Kuhschwanz"-Kurven generieren will, z.B. um Klangsteller zu optimieren, werde ich wohl nicht drum herum kommen. Wenn ich so weit bin versuche ich auch mal die Schaltung mit dem Kondensator über dem Bass-Poti zu simulieren.

Bis hier hin erst einmal.

Nochmals besten Dank!

Viele Grüße
Steffen

Hallo Matthias,

die Anleitung ist schön, vielen Dank auch von mir. Vielleicht könnte die der Herbert im Röhrenbrett ganz oben anbringen, daß man Interessierte gut darauf verweisen kann.


MfG
DB

Vielleicht könnte die der Herbert im Röhrenbrett ganz oben anbringen, daß man Interessierte gut darauf verweisen kann.

Aber nur, wenn er vorher die ganzen Tipp- und Rechtschreibfehler rausgenommen hat. So ist das ja peinlich...

Gruß, Matthias

Wenn man einen Kennlinienschreiber hat, kann man auch ein "Bildschirmfoto" als Vorlage für paint_kit nutzen:

Das ist das Penthodensystem (als Triode geschaltet) einer NOS Telefunken PCL82...
Wie man sieht, weichen die Parameter etwas von denen ab, die zu den Kennlinien vom Tom Schlangen stammen.
Exemplarstreuungen. Die Auswirkungen in der Simulation sind aber äußerst gering.

Aber das Tool kann noch viel mehr!
Wenn erstmal das Modell erstellt ist, kann man sich ja ein paar mehr Kennlinien anzeigen lassen und die Regler im unteren Bereich nutzen, um mit verschiedenen Lastgeraden, sprich AÜ-Impedanzen herumzuspielen, Arbeitspunkte festlegen etc. pp...
Das Programm rechnet nebenbei solche Sachen wie Leistung und Klirr aus:

Und das geht sogr für PP-Betrieb:


Wenn man die Grundlagen der Röhrentechnik einigermaßen verstanden hat, und somit weiß, was man tut, ist dieses unscheinbare Programm ein wirklich mächtiges Werkzeug.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

jetzt habe ich mal ein wenig mit LTSpice "gespielt". Ich habe mal versucht Deinen Quellcode der 12DT8 einzubinden, bin aber gescheitert.
Zu Hilfe genommen hatten ich das LTSpice-Tutorial von Gunthard Kraus sowie einige Internetforen. Die Problemstellung eigene Modelle und Symbole in LTSpice zu verwenden kommt scheinbar häufig vor. Dennoch habe ich LTSpice nicht "überreden" können, das Modell zu verarbeiten.

Irgendetwas scheint mit der Anzahl der Terminals in der Symbol-Datei (triode.asy, ich habe hier die Datei verwendet, die LTSpice schon hatte) und der Modell-Datei (sp_12DT8.inc) zu geben. Ich weiß aber nicht warum. Eigentlich nutzen beide Dateien 3 Ports / Terminals.



inc- und asy-Datei sind gespeichert unter: LTspiceXVII/lib/sym/Mics
Per Spice-Direktive habe ich die sp_12DT8.inc eingebunden. Dennoch meckert LTSpice.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

Ich habe den Fehler mal eingekreist...

Das SpiceModel heißt "sp_12DT8" und nicht "sp_12DT8.inc"...Aber Du kannst dieses Feld auch leer lassen.
Die Fehlermeldung von LTSpice ist da etwas irreführend.

Gruß, Matthias

Die Steigerungsform zum manuellen Kennlinienersteller wäre dann ein Apparat, auf den man die Röhre steckt und der das Spice-Modell aushustet ...

Hallo Matthias,

besten Dank. Das Röhrenmodell läuft nun.
Das nächste Problem lässt aber nicht lange auf sich warten ... das Potentiometer.

Eine potentiometer.asy und eine Potentiometer.sub habe ich gefunden, so richtig wollen die beiden aber nicht miteinander.

* This is the potentiometer
* _____
* 1--|_____|--2
* |
* 3
*
.SUBCKT potentiometer 1 2 3
.param w=limit(wiper,1m,.999)
R0 1 3 {Rtot*(1-w)}
R1 3 2 {Rtot*(w)}
.ENDS

Version 4
SymbolType CELL
LINE Normal 0 -48 0 -64
LINE Normal 0 64 0 48
LINE Normal 32 -8 16 0
LINE Normal 32 8 32 -8
LINE Normal 16 0 32 8
LINE Normal 80 0 32 0
LINE Normal 16 -40 0 -48
LINE Normal -16 -24 16 -40
LINE Normal 16 -8 -16 -24
LINE Normal -16 8 16 -8
LINE Normal 16 24 -16 8
LINE Normal -16 40 16 24
LINE Normal 0 48 -16 40
LINE Normal -32 -16 -32 32
LINE Normal -40 -16 -32 -16
LINE Normal -32 -32 -40 -16
LINE Normal -24 -16 -32 -32
LINE Normal -32 -16 -24 -16
WINDOW 0 32 -48 Left 2
WINDOW 39 32 -24 Left 2
SYMATTR SpiceLine RES=10K POS=0.5
SYMATTR Prefix X
SYMATTR Value Potentiometer
PIN 0 -64 NONE 8
PINATTR PinName 1
PINATTR SpiceOrder 1
PIN 80 0 NONE 8
PINATTR PinName 2
PINATTR SpiceOrder 2
PIN 0 64 NONE 8
PINATTR PinName 3
PINATTR SpiceOrder 3

Viele Grüße
Steffen

Welche Fehlermeldung kommt?

Hallo Matthias,

folgende Fehlermeldungen erhalte ich:

WARNING: Can't resolve .param w=limit(wiper,1m,999)
Can't find definition of model "RTOT"
Missing resistance value "u2:r1"

WARNING: Can't resolve .param w=limit(wiper,1m,.999)
Questionable use of curly braces in "r0 1 3 {rtot*(1-w)}"
Error: undefined symbol in: "[rtot]*(1-w)"
Questionable use of curly braces in "r1 3 2 {rtot*(w)}"
Error: undefined symbol in: "[rtot]*(w)"
Error on line 30 : r:u2:0 n003«:1» 0«:3» rtot*(1-w))
Unable to find definition of model "rtot*"

* Unknown parameter "-w"
Error on line 31 : r:u2:1 0«:3» out«:2» rtot*(w))
Unable to find definition of model "rtot*"
WARNING: Less than two connections to node OUT. This node is used by R:U2:1.
Fatal Error: Missing resistance value for "u2:r1"



Viele Grüße
Steffen

Also entweder sollte es beide Male (also sowohl in der sub, als auch in der asy) "wiper" oder "Pos" heißen... Wenn im Symbol "Pos" verwendet wird, kann LTSpice nicht zuordnen, dass damit nun der Parameter "wiper" gemeint ist....Verwirrung perfekt. Also gleiche Namen für den Parameter verwenden... entweder "Pos" oder "wiper" beides geht nicht.

Hallo Mathias,

jetzt wo Du es schreibst ... klingt logisch (hätte mir auch auffallen müssen, keine Ahnung warum es dies nicht tat). Dank Dir für den Tipp.

Ich habe mich noch ein wenig mit LTSpice beschäftigt. Als an TINA Gewöhnter nicht ganz so einfach aber LTSpice ist schon mächtiger. Die Potistellung als Variable kann ich in z.B. TINA nicht mit Kennlinienausgabe simulieren, bzw. wüsste ich nicht wie.

Hier mal ein erster Test ...



Das klappte schon mal ganz gut mit LTSpice. Aus Deiner Vorlage konnte ich Einiges entnehmen und für mich erschließen (besonders die ganzen SPICE-Direktiven und auch die Listen / Laufvariablen).
Vielen vielen Dank noch mal. Ich bin nun ein ganzes Stück schlauer geworden und weiter gekommen.

Die Tage versuche ich noch den AÜ und das anhand der Kennlinien von Tom mit dem Paint-Kit-Tool erstellte Modell der PCL82P als Triode einzubauen.
Und wenn die ganze Schalte im LT-Spice-Simulator läuft kann ich ja auch versuchen ein wenig "daran zu drehen", so dass die Kennlinien möglicht schön werden. Aber keine Ahnung, ob mir das gelingt.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

Na das sieht doch schon ganz gut aus...
Obacht! LTspice will für Parameter Punkte als Dezimaltrennzeichen! (Kommata sind Trennzeichen zwischen Parametern... deshalb gibt es auch keine Meckermeldung.) C2 und R10 werden also mit falschen Werten in die Berechnung einbezogen.
Weiterhin zeigt Deine Simulation auch die Grenzen von LTSpice auf. Da wird nicht auf "logische" Fehler geprüft, sondern einfach stupide gerechnet.
Der Arbeitspunkt Deiner zweiten Röhrenstufe "hängt undefiniert in der Luft"...das geht zwar simuliert ganz gut, real aufgebaut aber sicher "in die Grütze". Da fehlt ein Massebezug des Gitters... sprich ein Gitterableitwiderstand. In meiner vorgeschlagenen Schalte funktioniert das nur, weil über den Gegenkoppelungswiderstand der ersten Stufe ein Massebezug hergestellt ist...Man sieht es an der Kathodenspannung der zweiten Stufe... die sieht bei Dir anders aus...
Und der RoBernd hat Recht... auch in meinem Schaltungsvorschlag sollte ein eigener Gitterableitwiderstand eingebracht werden.
Es ist also keine schlechte Idee, die grundsätzlichen Schaltungsparameter überschlagsmäßig manuell zu ermitteln. Dann fallem einem solche Fehler (z.B. eine völlig falsche Spannung an der Kathode) auf.

Gruß, Matthias

Moin Matthias,

Dank Dir für die Hinweise.

Die Gitterableitwiderstände vergesse ich irgendwie zu oft (war mir oben ja schon mal im Schaltbild passiert), liegt vermutlich an meinen "Transistor-Vergangenheit".

Der stark abweichende (falsche) Wert der Kathodenspannung der zweiten Röhre kam mir auch etwas "seltsam" vor, auch die drei ??? die LTSpice als Anodenspannung der zweiten Röhre ausgab. Allerdings waren die Kuhschwanz-Kurven wieder plausibel, daher war ich zunächst zufrieden mit meiner ersten LTSpice-Simulation. Aber gut dass Du mich darauf hingewiesen hast, sonst wäre mir Einiges zum Verhängnis beim realen Aufbau geworden.

Das Problem der Notation des Dezimaltrennzeichens wäre mir so nicht aufgefallen. Immerhin ist in dieser Angelegenheit TINA im Vorteil, "sie" hätte bereits im Eingabedialog gemeckert (dort ist eine Gültigkeitsprüfung für Dezimaltrenner und Einheitenvorsätze eingebaut). Allerdings nimmt TINA ein Komma, beim Punkt erscheint z.B. "1.5 is not a valid floating point value".

Ich baue (virtuell) die Tage mal die ganze Schaltung in LTSpice und schaue, ob die Werte sich halbwegs mit meinen Zettel- und Kennlinien-Rechnungen decken und melde mich dann nochmal.

Bis dahin und nochmals vielen Dank für den großartigen Support.
Viele Grüße
Steffen

Hallo Matthias,

ich habe jetzt die gesamte Schalte im LTSpice.

Das Ganze sieht so aus:





"Irgendwie" fällt der Frequenzgang bei höheren Frequenzen (ab ca. 10 KHz) etwas ab ... *grübel*

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

Offensichtlich stimmen Deine Kapazitätsangaben in den Röhrenmodellen nicht (Das ist die entscheidende Stelle: + CCG=6.7p CPG1=0.6p CCP=4.1p ). Die stehen in den Datenblättern...
Abends mehr.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

Danke für den Hinweis.

Mir ist eben auch noch aufgefallen, dass ich in der ersten Stufe die lokale Spannungs-GK vergessen habe (hatte mich gestern abend schon gewundert, warum die Gesamtspannungsverstärkung so hoch ist).
Wird heute Abend aber korrigiert und dann machen wir uns auch an die Röhren-Kapazitäten.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Matthias,

mit der lokalen Gegenkopplung in der ersten Röhrenstufe sieht es so aus ...



Die Gesamtverstärkung ist, wie zu erwarten, gesunken. Der leichte Abfall des Amplitudenganges bereits ab Frequenzen knapp über 10 kHz bleibt aber.

Die Parameter meiner aktuell in LTSpice eingearbeiteten Röhren-Modelle sehen wie folgt aus:

.SUBCKT 12DT8 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3P CGP=1.6P CCP=1.9P RGI=2000
+ MU=96.6 KG1=435 KP=228 KVB=9888 VCT=0.205 EX=1.37

.SUBCKT PCL82T 1 2 3 ; P G C (Triode)
+ params: MU=71.97 EX=1.480 KG1=1481.3 KP=500.37 KVB=0.7 VCT=0.50
+ RGI=2000 CCG=3.2p CGP=2.7p CCP=1.8p ;

.SUBCKT PCL82PasT 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=6.3P CGP=55P CCP=4P RGI=2000
+ MU=9.7 KG1=675 KP=30 KVB=10.1 VCT=0.036 EX=1.44

Die Datenblätter erzählen mir Folgendes:
(CGP, CCG und CCP habe ich in () hinter die Datenblattwerte gesetzt und hoffentlich richtig zugeordnet. )

12DT8
Grid-Drive-Operation:
Grid to plate: 1,6 µµF = 1,6 pF(CGP)
Grid to cathode, heater and internal shield: 2,7 µµF = 2,7 pF(CCG)
Plate to cathode, heater and internal shield: 1,6 µµF = 1,6 pF(CCP)
Heater to cathode = 3,3 µµF = 3,3 pF

PCL82 Triode Sektion:
Cg = 2,7 pF(CCG)
Ca = 4,0 pF(CCP)
Cag = 4,0 pF(CGP)

PCL82 Pentode Sektion
Cg1 = 9,3 pF
Ca = 8,0 pF

Kann es sein, dass CGP=55P der PCL82 (Pentode als Triode) das Problem verursacht ?
Der Amplitudengang sieht nach den beiden 12DT8 noch sehr gut aus, ab der PCL82T erkenne ich schon einen leichten Abfall, der nach der PCL82PasT sich weiter manifestiert.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

Du hast den Fehler gefunden

Kann es sein, dass CGP=55P der PCL82 (Pentode als Triode) das Problem verursacht ?

Das kann nicht nur sein, sondern ist so.
Setz da mal einen "vernünftigen" Wert (z.B. 10pF) ein und der Höhenabfall ist nur noch marginal.
Leider macht das Datenblatt keine Angaben dazu.... aber in der Größenordnung sollte das liegen.
Bevor Du jetzt rätselst, warum 45pF solch eine durchschlagende Wirkung haben.... Denke an Miller und die entstehende wirksame Kapazität.
Bei einem Mu von 10 sind das mit 55p ca. 600pF mit 10p "nur" noch 110p...Das sind Welten für die hochohmige PCL82T-Treiberei...

Und dann müssen wir noch mal auf die "Parasiten" des AÜ schauen....
Ich muss aber erstmal auf Arbeit...

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

ohje auch am Samstag Maloche.

Ich habe für CGP mal die 10P anstelle der 55P eingesetzt und siehe da, der Amplitudenabfall ab f>10kHz ist nicht mehr da. Der Herr Miller hat tatsächlich erheblichen Einfluss auf die ganze Angelegenheit.

Dann habe ich mich auch noch mal mit den Kathodenelkos beschäftigt ...
Angenommen habe ich eine untere Grenzfrequenz von 80 Hz (wegen den "tollen" AÜ und den Schreibtischboxen).

PCL82T
S=dIa/dUe = 0,7 mA / 0,9 V = 0,78 mA/V (ermittelt anhand des Kennlinienfeldes im Arbeitspunkt)
Ck[µF]=950 * S[mA/V] / fu[Hz] = 950 * 0,78 mA/V / 80 Hz = 9,3 µF (Formel nach Rainer zu Linde)
Ck = 1 / (2 * Pi * fu * 0,1 * Rk) = 1 / (2 * Pi * 80 Hz * 0,1 * 1000 Ohm) = 19,9 µF (Formel nach dem Valve Wizard Merlin Blencowe)

PCL82PasT
S=dIa/dUe = 8 mA / 14 V = 0,57 mA/V (ermittelt anhand des Kennlinienfeldes im Arbeitspunkt)
Ck[µF]=950 * S[mA/V] / fu[Hz] = 950 * 0,57 mA/V / 80 Hz = 6,8 µF (Formel nach Rainer zu Linde)
Ck = 1 / (2 * Pi * fu * 0,1 * Rk) = 1 / (2 * Pi * 80 Hz * 0,1 * 1000 Ohm) = 19 µF (Formel nach dem Valve Wizard Merlin Blencowe)

Ob das so Okay ist, wäre die Frage ...

Desweitern habe ich ein wenig an den Widerständen im Klangstellnetzwerk "gedreht" ... R5 und R6 sind jetzt mit 180k (anstelle der 220k) dimensioniert. R8 habe ich von 220k auf 120k gesenkt. Damit sind die Kuhschwanzkurven symmetrischer.

Das Ganze sieht aktuell so aus ...



Wenn Du mir auch zu den "Parasiten" noch etwas schreibst würde mich das freuen.

Viele Grüße
Steffen

Wenn R25 (120[kOhm]) vorhanden ist, bildet er via R2 einen soliden Gleichstrompfad nach Masse (sofern die Potentiometer U2 und U3 was taugen) für das Gitter der zweiten 12DT8 (U5). Insofern kann man R13 (470[kOhm]) weglassen - oder man kann ihn etwas vergrößeren (1....2[MOhm]), dann belastet er das (recht hochohmige) Klangstellernetzwerk weniger (und verbiegt dessen Kennlinien weniger). Diese Aussage geht davon aus, daß das Audiosignal weder an der Anode von U1 noch an der Anode von U5 in die Begrenzung (= Übersteuerung) läuft (d.h. nicht mit einem Gleichspannungsanteil daherkommt).

Dieses (aus meiner Sicht recht hilfreiche) Progrämmelchen für Klangsteller ist sicher bekannt, oder?:

http://www.duncanamps.com/tsc/

Grüße

Herbert

Hallo,

Hier die Nachreichung zu den "AÜ-Parasiten"
Grundsätzlich ist das Transformatorenmodell in LTSpice recht einfach gehalten. Dass so ein Trafo seine Hauptinduktivität über die Frequenz recht stark ändert, wird dabei z.B. nicht einbezogen. Es gibt da zwar auch recht umfängliche Modelle, die so tun, aber für die tatsächliche Genauigkeit der Simulation haben diese auch recht wenig beizutragen...
Für recht realitätsnahe Simulationsergebnisse reicht das Standard-Trafo-Modell allerdings völlig aus.
Wichtig hierfür ist die korrekte Wahl des Koppelungsfaktors...
Für recht einfache "Bastel-AÜ" kann man mit einem K von 0.999 bis 0.9995 rechnen. Bei anständigen AÜ dann mit 0.9996 bis 0.9997...Richtig hochwertige SE-Übertrager entsprechen einem K von 0.9998...wie übrigens PP-Übertrager auch.
Dann haben Übertrager auch unangenehme Eigenschaften, wie Gleichstromwiderstände und Kapazitäten...
Die Gleichstromwiderstände der Primär- und Sekundärwikelung sind meist in Datenblättern enthalten. Der Rdc der Primärwickelung hat Einfluß auf den Arbeitspunkt der Endstufenröhre, da hier schon ein Spannungsabfall der Ub stattfindet. Auf der Sekundärseite führt der Rdc zu einer Erhöhung des Innenwiderstandes, sprich Impedanz des Verstärkers (und damit zur Verminderung des Dämpfungsfaktors)
Die Parallelkapazität hat Einfluss auf den Verlauf des Frequenzganges im Hochton... und natürlich auch auf den Phasengang...was einem bei zu hastiger Gegenkoppelung "auf die Füße fällt"...
Hier die entsprechenden Dialogfelder:

Mit diesen Annahmen habe ich diese preiswerten Hammond-AÜ wahrscheinlich etwas beschönigt...
Und nein, es reicht nicht, "10k:8" als Kommentar ranzuschreiben...
Kurzes Beispiel für die Ausgangsimpedanz:

Gegebener Übertrager 10k:8Ohm
Macht 10000/8=1250
Nehmen wir nun die Primärinduktivität von 10H und teilen diese durch 1250 erhalten wir 0.008H...
Das ist das Induktivitätenverhältnis, welches zu 10k:8 passt.

Gruß, Matthias

Moin Herbert,

Nein, dieses nette Tool kannte ich noch nicht...
Ist aber jetzt heruntergeladen und in der Werkzeugkiste verpackt...Danke.
Ob das jedoch jemals richtig Anwendung findet...Ich habe das mit den Klangstellern nich so...

Gruß, Matthias

Hallo Herbert,

Dank Dir für den Hinweis. Ich habe den R13 mal auf 1,5 MegaOhm erhöht.

Den Ton-Stack-Calculator habe ich schon auf dem Rechner installiert. Allerdings finde ich dort als vergleichbares Klangstellnetzwerk nur eines unter dem Reiter "James". Das ähnelt zwar dem Netzwerk, welches ich hier aus dem Buch vom Valve Wizard übernommen habe, ist aber nicht identisch. Daher war ich unsicher, ob ich dieses auch hier einsetzen kann, da die Topologie etwas anders ist. Das Ergebnis scheint aber ähnlich, so dass ich es vermutlich auch nutzen könnte. Die Schieberegler sind auf jeden Fall praktisch. Man sieht so sehr schnell, wie sich welche Parameteränderung auswirkt.


Hallo Matthias,

vielen Dank für die Erklärungen zu den AÜ-"Parasiten". Klingt logisch was Du schreibst.

Für den idealen Trafo sollte gelten:
ü^2 = Z1/Z2 = L1/L2 = sqrt(N1/N2) = sqrt(U1/U2) = sqrt(I2/I1)

10kOhm/8Ohm = 1250 = 10H/0.008H das passt schon mal.

Jetzt musst Du mir nur verraten wie Du auf die 10H kommst.

Mit Herberts Rat und den AÜ-"Parasiten" sieht das Ganze bei mit in LTSpice aktuell so aus:



Die Symmetrie gefällt mit eigentlich ganz gut. Gegenüber dem Trafo ohne "Parasiten" sind sehr leichte Abfälle der Amplitude im Bass- und Höhenbereich erkennbar, aber nur sehr leichte. Aber damit muss ich beim den kleinen Hammond AÜ sicher leben. Für den Einsatzzweck am Schreibtisch ist das aber sicher in Ordnung.

Kann ich denn meine kapazitätsmäßig relativ kleinen Kathodenelkos (die ich oben berechnet habe) so lassen ? Der sehr starke Abfall der Amplituden bei Frequenzen unterhalb von ca. 35 Hz ist klar erkennbar. Allerdings werden meine kleinen Lautsprecher kaum Frequenzen unter 80Hz (nennenswert) übertragen und die Hammond 125ASE-AÜ sind angegeben mit: 100 Hz. - 15 Khz (+/- 1db max. ref. 1 Khz)
Ich hatte mal "irgendwo" gelesen, was der AÜ (und die Lautsprecher) nicht verarbeiten kann/können soll man ihm/ihnen gar nicht "anbieten". Die kleinen Kathodenelkos-Kapazitäten würden die Bandbreite daher von vorn herein begrenzen. Etwas ähnliches könnte ich auch durch Reduzierung der Kapazitäten des Einkoppel-C bzw. auch der Zwischen-Koppel-C erreichen. Die Frage ist hier wie weit begrenzt man sinnvoll und wo (Einkoppel-C, Zwischenkoppel-C oder Kathoden-Elkos oder an mehreren / allen Stellen) "dreht" man hier am sinnvollsten. Die globale GK vom AÜ zurück spielt hier sicher auch mit rein, da diese sicher eher möglichst breitbandig arbeiten sollte.

Viele Grüße
Steffen

PS:

Rolf_Meyer (Beitrag #47) schrieb:

...Ich habe das mit den Klangstellern nich so... Gruß, Matthias

Dafür hast Du aber die Ausgangsschaltung sehr gut optimiert und mir Alles sehr gut und nachvollziehbar erklärt.

Moin Steffen,

Das mit den Brückenkapazitäten an den Kathoden ist so eine Sache, genau so, wie die Dimensionierung der Koppelkapazitäten. Bei mir fallen Kapazitäten immer recht groß aus...Phasentreue im Bassbereich...
Ich könnte mir vorstellen, dass die mickerigen Übertrager bei Deiner Auslegung im Bass schon recht be- oder überlastet sind...
Aber irgendwann kommt eben der Moment, wo man aufbauen und messen muss .

Jetzt musst Du mir nur verraten wie Du auf die 10H kommst.

Geraten...oder abgeschätzt... sicher sind es eher 6 oder 8H... vielleicht sogar mehr als 10H... Aber die Größenordnung sollte schon so ungefähr liegen...

Baue eindach erstmal so auf, wie Du es jetzt geplant hast...Generator und Oszi werden dann schon sagen, ob das so ok ist oder nicht...

Gruß, Matthias

Moin Matthias,

Okay dann sollte so weit erst einmal das Meiste geklärt sein. Ich werde mich ganz sicher noch mal hier melden, sobald die Schaltung aufgebaut hier auf dem Tisch liegt.

Hab zunächst noch einmal recht vielen Dank für die Hilfe und die Erklärungen.
Der Thread hier hat mich in den ca. 2 Wochen super große Schritte vorangebracht. Sogar LTSpice habe ich nun ein wenig für mich entdeckt, obwohl ich vor Wochen noch großen Respekt vor dem Tool hatte.

Viele Grüße
Steffen

PS: Achja eine Frage hätte ich noch ...
Siehst Du eine "Angriffsfläche" in der Schaltung für einen Balancesteller ? Eine Möglichkeit die Balancestellung aktiv zu gestalten, wäre ein Einfach-Poti, der in Reihe zu zwei Kathodenelkos (linker und rechter Kanal) liegt mit Schleifer an Masse.
Bei der Endröhre sollte man das vermutlich nicht machen. Ich weiß auch nicht, ob das wegen der globalen GK so gut ist. Die PCL82T (Vorröhre) fällt vermutlich auch aus, weil an deren Kathode die globale GK eingespeist wird. Und die 12DT8-Vorröhren haben eine lokale Strom-GK und damit keine Kathodenelkos.
Wenn Du keine Möglichkeit siehst ist es auch nicht schlimm, dann halte ich Ausschau nach so einem konzentrischen Poti (mit "Drehknopf im Drehknopf"), damit hätte ich Balance- und Lautstärkeregler in einem.