verstärkerselbstbauprojekt

so:
mitls:
oberer/unterer Anschlag
r1: 5,4/170
r2: 0/160
ohne ls:
r1: 0/163
r2: 0/162
(alle angaben mit gewähr aber ohne gewehr und in milliVolt )

achja das mit dem ausgangsspannung abgleichen, kannst du mir nochmal genauer erklähren oder soll ich da n 5MOhm poti zwischen ausgang und minus machen???

Sieht ja prima aus mit der Ruhestromeinstellung. Das heißt irgendwo unterwegs beim Drehen am Poti fängt der Strom an. Genauso wars gedacht. Genau dahin gehört auch das Poti eingestellt. Wie Du festgestellt haben wirst ist die Einstellung leichter ohne angeschlossener Last.

achja das mit dem ausgangsspannung abgleichen...

Nein, eine einfache Methode ist eine Vorspannung am Eingang. Das hat natürlich am ehesten einen Sinn mit Kondensator im Eingang, den wir im Momemt nicht haben. Aber ja, ein hochohmiges Poti ist durchaus eine einfache Möglichkeit. Man sollte es vielleicht noch mit Kondensator abblocken, damit kein Brumm aus der Spannungsversorgung reinkommt. Aber halte Dich damit nicht groß auf, wir brauchen das nicht wirklich. Wenn wir den Kondensator im Gegenkopplungsnetzwerk wieder reintun sinkt der Offset automatisch.

Übrigens: THD+N (Total Harmonic Distortion plus Noise) heißt auf Deutsch Klirrfaktor. Vielleicht sagt Dein Programm auch was zum Thema Distortion...


Jetzt als Vorbereitung zum Thema Schleifenverstärkung messen noch ein bißchen Theorie:

Die Schleifenverstärkung des Verstärkers ist die Verstärkung ohne Gegenkopplung. Wenn Du R9 rausnehmen würdest, dann würde er mit der Schleifenverstärkung arbeiten. Die ist typischerweise so groß daß der Ausgang des Verstärkers entweder am oberen oder am unteren Anschlag klebt. R9 rausnehmen ist daher keine besonders sinnvolle Idee. Man kann aber die Schleifenverstärkung auch messen, ohne R9 rauszunehmen. Die Schleifenverstärkung ist nämlich das Verhältnis von Ausgangsspannung zur Differenz zwischen den beiden Eingängen des Verstärkers (das sind die Basen von Q11 und Q12). Wenn man also diese Differenz mißt und dazu noch die Ausgangsspannung des Verstärkers, dann kann man daraus die Schleifenverstärkung berechnen. Diese ist Frequenzabhängig; wir wollen eine Kurve haben, die die Schleifenverstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz zeigt.

Die Ausgangsspannung zu messen ist einfach, das hast Du schon gemacht.

Die Differenz zwischen den Eingängen zu messen ist schon ein wenig problematischer:

Zum Einen ist das Signal ziemlich klein, und zwar je besser der Verstärker ist, desto kleiner ist es. Das ist deswegen so, weil ja die Differenz das Fehlersignal ist, also ein Maß des Unterschieds zwischen dem gewollten Ausgangssignal und dem tatsächlichen Ausgangssignal. Wir wollen ja daß dieser Fehler so klein wie möglich ist. Wir brauchen also einen empfindlichen Meßverstärker, um dieses Signal messen zu können.

Zum Anderen wollen wir den Verstärker durch die Messung möglichst wenig beeinflussen. Jedes Meßgerät hat einen Einfluß auf die zu messende Schaltung, und gerade der Punkt an der Basis von Q11 ist recht heikel.

Was wir also brauchen ist ein differenzieller Meßverstärker, der die Schaltung möglichst wenig belastet. Den Ausgang dieses Meßverstärkers könntest Du z.B. an den linken Kanal des PC anschließen, und den Ausgang des Verstärkers an den rechten Kanal. Das Verhältnis zwischen beiden ist ein Maß für die Schleifenverstärkung. Eine Frequenzgangmessung gibt Dir Die entsprechende Kurve für den ganzen Frequenzbereich.

Solche geeigneten Meßverstärker heißen Instrumentierverstärker (InAmp). Du kannst fertige Chips dafür kaufen. Ein guter Typ für unseren Zweck wäre der INA217. Er wird auch als Mikrofonvorverstärker benutzt. Seine Verstärkung ist im Bereich von 1 bis 10000 einstellbar. Das entspricht 0..80dB. Bei 80dB hört er die Flöhe husten.

Eine wichtige Eigenschaft eines Instrumentierverstärkers ist die Gleichtaktunterdrückung (CMRR). Da uns nur die Differenz zwischen den beiden Eingängen interessiert, muß der Verstärker möglichst unempfindlich für Signale sein, die an beiden Eingängen gleich auftreten. Mit anderen Worten, wenn man die beiden Eingänge des InAmp zusammenschaltet und ein Signal draufgibt, dann darf am Ausgang nichts rauskommen.

Man kann einen InAmp auch selber bauen, aus zwei oder drei Operationsverstärkern und ein paar Widerständen. Da ein TL072 zwei Operationsverstärker enthält käme er in Frage. Das Problem ist daß man sehr präzise Widerstände braucht, damit die CMRR gut wird. Wenn Du mit dem TL072 einen InAmp baust, dann wirst Du ihn also "tunen" müssen. Mein Plan ist, daß Du einen InAmp mit Verstärkung 100 baust und ihn dann auf möglichst gute CMRR optimierst. Danach können wir zur Messung der Schleifenverstärkung schreiten.

ok dann lassen wir das mit der vorspannung...

ja es gibt da "disortion measurement", das sollte es sein oder?

ich hab das ding noch nich kapiert aber ich werd mal in der hilfe nachlesen

naja die messungen muss ich morgen machen, da jetzt hie alle schlafen und ich noch nicht die widerstände hab...

hab die soundkarte jetzt so eingestellt, dass bei -10dBFS 320mV am ausgang sind...

achja laut meines dreh-widerstandfarbcodeableseteils ham meine widerstände 1% toleranz!!!

@zucker:

der Saba 9241 Digital hat so eine Endstufe in Emitterschaltung, aber zweistufig mit parallel geschalteten Endtransistoren.

Grüße,

Zweck

ja es gibt da "disortion measurement", das sollte es sein oder?

Genau das isses.

Die Idee dieser Messung ist es, ein möglichst reines Sinussignal in den Verstärker einzuspeisen und das Signal am Ausgang zu analysieren, um herauszufinden wieviele Prozent des Signals nicht zum gewollten Sinussignal gehören (Klirrfaktor). Gute Verstärker haben Werte unterhalb von 0,01%, wobei es stark davon abhängt bei welcher Ausgangsleistung man mißt. Es ist normal das man bei Vollaussteuerung mehr Verzerrungen kriegt. Deswegen wird bei der Angabe der Vollaussteuerung auch der Klirrfaktor mit angegeben. (Gute Röhrenverstärker haben oft wesentlich größere Verzerrungen, da gelten andere Regeln, ich will aber niemandem auf den Schlips treten und keine Debatte Röhre gegen Transistor anzetteln.)

Die klassische Methode ist es, das Sinussignal aus dem Ausgangssignal wieder herauszufiltern, und dann zu sehen was übrigbleibt. Im Idealfall dürfte nichts übrigbleiben, aber das gibt's in der Realität nicht. Für's Rausfiltern braucht man ein möglichst schmalbandiges Filter, das genau auf die Sinusfrequenz abgestimmt ist und diese Frequenz möglichst vollständig wegfiltert. So etwas heißt Notchfilter. In der Praxis ist es ganz schön schwierig, sowohl den Sinusgenerator als auch den Notchfilter genau auf die gleiche Frequenz abzustimmen, und dabei auch noch möglichst vollständige Unterdrückung des Grundtons zu erreichen. Es gibt fertige Meßgeräte, die das machen, und die enthalten diverse ausgefeilte Automatiken, die die Feineinstellung übernehmen. Wer so etwas selber bauen will braucht schon einen Haufen Ahnung, sonst wird das nix.

Ein großer Vorteil solcher Geräte ist es, daß man das Ergebnis nach dem Notchfilter auf dem Oszi angucken kann. Der Grundton ist da schon weg und man sieht direkt die Störungen. Mit ein bißchen Übung kann man da die Ursache der Verzerrungen direkt erahnen.

Deine Software macht das vermutlich anders. Ich nehme an daß das Ausgangssignal einer Spektrumanalyse per FFT unterzogen wird, und daß daraus die Signalanteile herausgerechnet werden, die nicht zum Grundton gehören. Leider kann man damit nicht das Restsignal auf dem Oszi sehen, aber dafür kann man auf der FFT-Darstellung sehen, welche spektralen Anteile darin enthalten sind.

Ich würde nicht sagen daß eine Methode besser ist als die andere. Sie haben beide ihren Sinn. Für Dich ist zunächt einmal wichtig, daß Du THD+N Deines Verstärkers messen kannst. Dazu ist es sinnvoll, zunächst einmal festzustellen, wie viel THD+N Deine Soundkarte schon selber produziert. Du koppelst also den Ausgang direkt auf den Eingang zurück und mißt THD+N. Das stellt dann die Meßgrenze für Dich dar.

Generell ist es immer wichtig, die Grenzen seiner Meßgeräte zu kennen, weil man sonst schnell unsinnige Meßwerte produziert. Alter Spruch: Wer mißt mißt Mist.

achja laut meines dreh-widerstandfarbcodeableseteils ham meine widerstände 1% toleranz!!!

Ok, das gibt eine Gleichtaktunterdrückung von vielleicht 45dB. Das ist bei einer Differenzverstärkung von 100 vielleicht gerade so tolerabel. Noch genauer wäre besser, aber das kann man auch mit Trimmpotis tunen. Widerstände mit unter 1% Toleranz sind leider recht teuer. Nur zum Vergleich: Der INA217 hat über 100dB CMRR. Dazu bräuchtest Du Widerstände mit 0,0001% Toleranz. Es kommt übrigens nicht auf die absolute Genauigkeit an, sondern darauf daß jeweils zwei Widerstände exakt gleich groß sind.

der Saba 9241 Digital hat so eine Endstufe in Emitterschaltung, aber zweistufig mit parallel geschalteten Endtransistoren.

Zweistufig ist recht üblich. Das ist einfach ein komplementärer Darlington, auch Sziklai-Paar genannt.


Jetzt zum InAmp, den ich als Meßverstärker vorgeschlagen habe. Ich habe eine Schaltung dafür in LTspice gemacht. Das hat zwei Vorteile:

1. Ich kann die Schaltung hier als Text posten und muß mir nicht überlegen wie ich eine Binärdatei zur Verfügung stelle

2. Man kann die Schaltung gleich simulieren.

LTspice ist kostenlos und kann auf der Webseite von Linear Technology runtergeladen werden.

http://www.linear.com

Leider ist für die Simulation kein Modell des TL072 enthalten, drum habe ich den LT1113 genommen. Die Ergebnisse sollten aber übertragbar sein. Wer ein Modell für den TL072 besorgen kann, der kann die Schaltung leicht ändern.

V3, R11 und C5 gehören nicht zum InAmp, sondern sind nur zur Simulation nötig. In- und In+ sind die differenziellen Eingänge, Out ist der Ausgang zur Soundkarte. V1 und V2 bildet die Stromversorgung des InAmp, ich habe +/- 15V angegeben, aber es würde auch mit +/- 9V gehen, was man leicht mit zwei Blockbatterien erreichen kann. Batterien sind ganz praktisch weil sie nicht brummen

Man könnte den Verstärker zusammen mit den Batterien in ein kleines (am besten abgeschirmtes) Gehäuse einbauen. R1 und R4 sollten möglichst genau gleich groß sein, ebenso R2 und R3. Je besser die Übereinstimmung desto besser wird die CMRR.

So, jetzt kommt die Schaltung. Per Cut&Paste in eine Datei mit Endung .asc und LTspice damit starten.

Version 4
SHEET 1 880 680
WIRE 64 80 80 80
WIRE 80 80 80 192
WIRE 80 80 96 80
WIRE 80 192 96 192
WIRE 176 80 192 80
WIRE 160 208 192 208
WIRE 192 208 192 80
WIRE 192 80 208 80
WIRE 288 80 304 80
WIRE 304 80 304 192
WIRE 304 80 320 80
WIRE 304 192 320 192
WIRE 384 208 416 208
WIRE 416 208 416 80
WIRE 416 80 400 80
WIRE -16 80 -32 80
WIRE 128 176 128 144
WIRE 128 144 352 144
WIRE 352 144 352 176
WIRE 128 240 128 272
WIRE 128 272 352 272
WIRE 352 272 352 240
WIRE 80 80 80 -16
WIRE 80 -16 160 -16
WIRE 240 -16 304 -16
WIRE 304 -16 304 80
WIRE -16 272 -32 272
WIRE -32 272 -32 144
WIRE -32 144 -16 144
WIRE -32 80 -32 144
WIRE -32 272 -32 304
WIRE 64 144 128 144
WIRE 64 272 128 272
WIRE 96 224 80 224
WIRE 80 288 80 224
WIRE 320 224 304 224
WIRE 304 224 304 288
WIRE 80 368 80 400
WIRE 304 416 304 400
WIRE 48 -16 80 -16
WIRE -16 -16 -32 -16
WIRE -32 -16 -32 80
WIRE 528 -16 560 -16
WIRE 560 -16 560 16
WIRE 560 96 560 144
WIRE 80 416 80 448
WIRE 80 528 80 544
WIRE 80 544 192 544
WIRE 192 560 192 544
WIRE 192 544 304 544
WIRE 304 416 304 448
WIRE 304 512 304 544
WIRE 336 -16 304 -16
WIRE 400 -16 416 -16
WIRE 416 -16 416 80
WIRE 352 144 464 144
WIRE 352 272 464 272
WIRE 528 144 560 144
WIRE 560 144 560 272
WIRE 528 272 560 272
WIRE 560 272 560 304
WIRE 448 -16 416 -16
WIRE 240 400 304 400
WIRE 304 400 304 368
WIRE 80 416 80 400
WIRE 80 400 160 400
FLAG -32 304 0
FLAG 560 304 0
FLAG 560 -16 Out
FLAG 192 560 0
FLAG 80 416 In-
FLAG 304 416 In+
SYMBOL Opamps\LT1113 128 144 R0
SYMATTR InstName U1
SYMBOL Opamps\LT1113 352 144 R0
SYMATTR InstName U2
SYMBOL res 80 64 R90
WINDOW 0 -25 54 VBottom 0
WINDOW 3 -28 55 VTop 0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 10k
SYMATTR SpiceLine tol=1 pwr=.25
SYMBOL res 192 64 R90
WINDOW 0 -30 54 VBottom 0
WINDOW 3 -32 54 VTop 0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 10k
SYMATTR SpiceLine tol=1 pwr=.25
SYMBOL res 304 64 R90
WINDOW 0 -30 49 VBottom 0
WINDOW 3 -32 48 VTop 0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 10k
SYMATTR SpiceLine tol=1 pwr=.25
SYMBOL res 416 64 R90
WINDOW 0 -32 56 VBottom 0
WINDOW 3 -35 54 VTop 0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 10k
SYMATTR SpiceLine tol=1 pwr=.25
SYMBOL res 256 -32 R90
WINDOW 0 -26 56 VBottom 0
WINDOW 3 -31 55 VTop 0
SYMATTR InstName R5
SYMATTR Value 200
SYMATTR SpiceLine tol=1 pwr=.25
SYMBOL voltage 80 144 R90
WINDOW 0 -7 134 VBottom 0
WINDOW 3 -9 135 VTop 0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 15
SYMBOL voltage -32 272 R270
WINDOW 0 8 -22 VTop 0
WINDOW 3 9 -23 VBottom 0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value 15
SYMBOL voltage 256 400 R90
WINDOW 0 -32 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
WINDOW 123 60 56 VTop 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value SINE(0 1m 10)
SYMATTR Value2 AC 1m 0
SYMBOL res 64 272 R0
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 10k
SYMBOL res 320 272 M0
SYMATTR InstName R7
SYMATTR Value 10k
SYMBOL cap 48 -32 R90
WINDOW 0 -31 32 VBottom 0
WINDOW 3 -30 35 VTop 0
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 33p
SYMBOL res 544 -32 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R8
SYMATTR Value 100
SYMATTR SpiceLine tol=5 pwr=.25
SYMBOL res 544 0 R0
SYMATTR InstName R9
SYMATTR Value 10k
SYMATTR SpiceLine tol=5 pwr=.25
SYMBOL res 96 432 M0
SYMATTR InstName R11
SYMATTR Value 10MEG
SYMBOL cap 288 448 R0
SYMATTR InstName C5
SYMATTR Value 1n
SYMBOL cap 400 -32 R90
WINDOW 0 -31 32 VBottom 0
WINDOW 3 -30 35 VTop 0
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 33p
SYMBOL cap 528 128 R90
WINDOW 0 -31 32 VBottom 0
WINDOW 3 -30 35 VTop 0
SYMATTR InstName C4
SYMATTR Value 100n
SYMBOL cap 528 256 R90
WINDOW 0 -31 32 VBottom 0
WINDOW 3 -30 35 VTop 0
SYMATTR InstName C3
SYMATTR Value 100n
TEXT 360 530 Left 0 !.ac oct 100 1 100k

ok werd heute mal messen

ich finde iregendwie das programm auf der seite nich, kannst du mir den direkten link geben?

ich finde iregendwie das programm auf der seite nich, kannst du mir den direkten link geben?

http://www.linear.com/software/

Heißt auch SwitcherCAD III. Keine Ahnung warum die Suche auf der Einstiegsseite nichts liefert.

Hallo Pelmazo,

vielen Dank für den Link und die Datei. Ich hab sie als Textdokument mit .asc abgespeichert. Das Programm hat diese Datei anstandslos geöffnet, jedoch kam nach dem Druck auf "run" folgende Meldung:

Fatal Error
Multiple Insatance of "Flag"

Was ist geschehen?

bei mir hats funktioniert...

Hallo,

ich hab mich nun heute mal an die Sache gemacht.
Zunächst funktioniert es so wie berechnet.
Im Ruhezustand, also mit kurzgeschlossenem Eingang, ist der Ausgang auf korrekt 0V einzupegeln. Allerdings habe ich dazu zwischen die Emittoren der Diff einen 500R ER mit Abgriff zu R5 eingebaut. Es dürfte damit ein Regelbereich von 100mV bei 400µA gegeben sein.

Der Ruhestrom lässt sich problemlos regeln. Er steht jetzt bei 20mA. Für R1 und R2 sind 0,39R eingesetzt (ich hatte keine 0,47R). Der Spannungsabfall beträgt 8mV, wobei schon ab 4mV eine saubere Kurve, im Bezug auf die Übernahmeverzerrungen, hergestellt ist.

Für T2 ist der BD 237 und für T6 der BD 238 im Einsatz. Die SA/SC habe ich nicht vorrätig, dürften aber durch die BD anstandslos ersetzt werden können.
BD 237:
Hfe: 117, gemessen bei Ic 2,5mA
Ube: 0,71V
Ib: 4,58mA

BD 238:
Hfe: 179
Ube: 0,71V
Ib: 4,58mA

BD 249:
Hfe: 54
Ube: 0,57V
Ib: 4,73mA

BD 250:
Hfe: 130
Ube: 0,63V
Ib: 4,66mA

Von den großen BD hatte ich nur noch jeweils 10 Stück und diese beiden sind die zueinander nahegelegensten.

Leerlaufverstärkung:
Sie erreicht 11,25V Ua~eff, bei Ue~eff 1,68V. Hier scheint noch ein Problem zu bestehen, da wir ja mit R9/R8 eigentlich 1/13tel eingestellt haben. C3 ist mit 22µ eingesetzt.
Es ist aber durchaus möglich, das der 10K in Reihe zum Eingang noch eine Auswirkung hat und deshalb nicht mit 0,75V die volle Aussteuerung erreicht wird.
Die Basis von T12 ist mit 10K gegen Masse geblockt.
Die untere Kurve geht eher ins Rechteck als die obere.

Über die Basis und den Kollektor von T3 ist ein 1n C, über der CE Strecke des "Gummizehner" (gefällt mir irgendwie) ist ein 100n C.

Lastprüfung:
Da mir im Moment nur ein Netzteil mit LM 337 / 317 zur Verfügung steht, fällt die Prüfung etwas dürftig aus.
An 4R war bei 4,5V Ua~eff der Saft alle und die Kurve war keine mehr.
Die nächsten Tage such ich nach einem 2 x 15V Trafo mit 5A, der dürfte es tun.

Bei 1Khz war die Ausgangskuve in der Phasenlage, gleich der Eingangskurve.
Die Ausgangsgleichspannung läßt sich so nicht beherrschen, sie driftet um wenigstens 25mV um den 0 Punkt.
Meine Platine ist für Z und T Betrieb als Spannungsquelle für die Diff vorgesehen, sa daß dieses demnächst versucht wird.
Ich meine mal, wir sollten nicht mit 400µA, sondern mit 1-2mA an den Emittoren der Diff arbeiten, das dürfte eine bessere Stabilität im Bezug auf Ub Schwankungen geben.
Für eine Quelle statt dem R6, habe ich auch die Vorbereitungen auf der Platine getroffen, wobei sich dort möglicherweise der R als ausreichend erweisen kann.

Für die U-Quelle in der Diffstufe habe ich folgendes vorbereitet:
BC 558, 1N4148, 3,3K nach Masse, 8,5K con C des BC nach den E der Diff. Es dürften dann 2mA bei 0,7V an den Emittoren sein. Dazu einen 500R ER zwischen beiden Emittoren.

Am Ausgang ist ein Boucherotglied mit 10R und 100n.
Am oberen Kurvenumkehrpunkt, auf der abfallenden Seite, ist eine Schulter zu sehen. Im Moment ist über R9 noch kein C, vielleicht ist es mit ihm in den Griff zu bekommen. Andernfalls muß am C über T3 noch etwas geändert werden. Es ist auch durchaus möglich, daß wir am Ende noch eine Spule über einen R brauchen.

Die Messungen sind mit Funktionsgenerator, 2 Strahloszi und analogen Messinstrumenten 20K und 100K vorgenommen, für die Messung des Ruhestroms ist ein digi Meter mit 1M verwandt worden.
Die U~eff sind mit Oszi und analogem RMS FET-Multimeter bis 1MOhm erfolgt, sie dürften also stimmen.

So, bis demnächst.

PS: Stefan, kannst Du mal Dein Layout einstellen, das würde ich gern mal sehen.

so nun bin ich auch mal wieder da.. hatte irgendwie ziehmlich viel um die ohren und hab noch nich weitergemacht...

zum layout. hm, naja ich hab das ganze (noch) nicht auf ner platine, hab mir n holzbrett mit reißzwecken als lötpunkte und dann so ungfär wie im schaltplan die bauteile rein, transistoren auf dem kühler mit kabeln verbunden...
ich weiss nich grad beste bedingungen zum störfreien betrieb aber ich finde es klappt ganz gut.. *unterm tisch verkriech*

foto gibts nur wenns unbedingt sein muss...


kann ich für den in-amp auch meine +/-18V nehmen, sind im datenblatt des TL072 als höchstwerte angegeben oder muss die spannung stabilisiert sein? (hab noch ein LM317T)

auch wollte ich morgen eine bestellung bei reichelt machen und jezz wollte ich nochmal fragen ob das ok is wenn ich mir son paar BC559C/BC560C oder lieber BC549C/BC550C bestelle
ausserdem weiss ich nich ob der opamp den ich noch hab noch funzt wollte zur sicherheit einen mitbestellen welchen würdet ihr nehmen?

Im Ruhezustand, also mit kurzgeschlossenem Eingang, ist der Ausgang auf korrekt 0V einzupegeln. Allerdings habe ich dazu zwischen die Emittoren der Diff einen 500R ER mit Abgriff zu R5 eingebaut. Es dürfte damit ein Regelbereich von 100mV bei 400µA gegeben sein.

Zur Offsetkompensation gibt's diverse Alternativen. Deine Alternative hat noch ein paar Nebenwirkungen, die erwähnt gehören. Zum einen tragen sie zum Rauschen bei. Das dürfte im Moment noch recht unbedeutend sein.

Zum anderen aber degenerieren sie die Verstärkung der Transistoren im DiffAmp. Das ist zwar an sich keine schlechte Idee, aber wenn man die Transkonduktanz der Eingangsstufe senkt dann hat das Auswirkungen auf die Schleifenverstärkung. Ich wäre später selber auf die Einführung dieser Widerstände gekommen, aber im Moment war es mir lieber, diese Komplikationen zu vermeiden. Deswegen habe ich es einfach hingenommen, daß wir einen Offset und damit eine DC-Komponente am Ausgang haben.

Man kann den Offset auch wegtrimmen, indem man entweder in den positiven oder den negativen Eingang des DiffAmp einen Korrekturstrom injiziert. Ein 10k Poti zwischen +VCC und -VCC mit zusätzlichem Widerstand vom Schleifer zum entsprechenden Eingang sollte gehen. Ggf. entkoppelt man den Schleifer noch nach Masse. Diese Variante vermeidet einen Eingriff in die Verstärkungsstruktur der Eingangsstufe.

Der Ruhestrom lässt sich problemlos regeln. Er steht jetzt bei 20mA. Für R1 und R2 sind 0,39R eingesetzt (ich hatte keine 0,47R). Der Spannungsabfall beträgt 8mV, wobei schon ab 4mV eine saubere Kurve, im Bezug auf die Übernahmeverzerrungen, hergestellt ist.

Prima, funktioniert ja wie geplant. Die Feineinstellung müssen wir anhand des Klirrfaktors später vornehmen. Wo ist bei Dir der Schleifer bei richtiger Einstellung, ist er in der Nähe der Mitte? Findest Du die Einstellung ist feinfühlig genug?

Sie erreicht 11,25V Ua~eff, bei Ue~eff 1,68V. Hier scheint noch ein Problem zu bestehen, da wir ja mit R9/R8 eigentlich 1/13tel eingestellt haben. C3 ist mit 22µ eingesetzt. Es ist aber durchaus möglich, das der 10K in Reihe zum Eingang noch eine Auswirkung hat und deshalb nicht mit 0,75V die volle Aussteuerung erreicht wird.

Der Verstärker selber kann kaum so einen krassen Verstärkungsfehler haben, vorausgesetzt er schwingt nicht. Du sagst Du hast 10k in Reihe mit dem Eingang? Das wäre mit dem Eingangswiderstand des Verstärkers ja eine Signalhalbierung. In diesem Fall wären Deine Meßwerte plausibel.

Für die U-Quelle in der Diffstufe habe ich folgendes vorbereitet: BC 558, 1N4148, 3,3K nach Masse, 8,5K con C des BC nach den E der Diff. Es dürften dann 2mA bei 0,7V an den Emittoren sein. Dazu einen 500R ER zwischen beiden Emittoren.

Wenn wir die Transkonduktanz des DiffAmp durch Emitterwiderstände reduzieren, dann werden wir zum Ausgleich die Kollektorströme heraufsetzen. Insofern bist Du auf dem richtigen Weg. Ich würde aber gern eins nach dem anderen machen.

Am oberen Kurvenumkehrpunkt, auf der abfallenden Seite, ist eine Schulter zu sehen. Im Moment ist über R9 noch kein C, vielleicht ist es mit ihm in den Griff zu bekommen. Andernfalls muß am C über T3 noch etwas geändert werden. Es ist auch durchaus möglich, daß wir am Ende noch eine Spule über einen R brauchen.

Der C über T3 ist definitiv zu groß. Der korrekte Wert muß erst noch bestimmt werden. Eben zu diesem Zweck habe ich die Story von der Schleifenverstärkung angeleiert. Zunächst mußte aber der Amp von lionking mal vom Schwingen abgehalten werden.

kann ich für den in-amp auch meine +/-18V nehmen, sind im datenblatt des TL072 als höchstwerte angegeben oder muss die spannung stabilisiert sein? (hab noch ein LM317T)

Solange es nicht mehr als 18V werden ist's ok. Notfalls kann man auch per Diode noch ein paar hundert Millivolt abbauen.

auch wollte ich morgen eine bestellung bei reichelt machen und jezz wollte ich nochmal fragen ob das ok is wenn ich mir son paar BC559C/BC560C oder lieber BC549C/BC550C bestelle ausserdem weiss ich nich ob der opamp den ich noch hab noch funzt wollte zur sicherheit einen mitbestellen welchen würdet ihr nehmen?

Von den Transistoren bestell lieber beide. Einer ist PNP und der andere NPN, das wirst Du sowieso beides brauchen. Ich schlage BC550C und BC560C vor.

Ein paar TL072 in der Grabbelkiste zu haben schadet nie. Ebenso NE5532. Aber wenn Du sowieso bestellst, dann kauf doch gleich einen oder zwei INA217. Die sind zwar etwas teurer, aber für Differenzmessungen sehr gut. Wenn die bei Reichelt nicht zu kriegen sind, probier's bei elpro oder segor.

es werden auf keinen fall über 18V...

was is der unterschied zwischen den drei ic's?

bin grad am aufbauen der schaltung aber ich hab nich die richtigen widerstände für r5(200R) und r8(100R) ich hab nur 110R und 215R gehen die auch oder müssen die genau sein?
wär ja auch nich das problem, da ich ja sowieso bestelle...

ich merk grad mit den condensatoren hab ich das gleichhe problem... welcher typ is am besten geeignet?

bin grad am aufbauen der schaltung aber ich hab nich die richtigen widerstände für r5(200R) und r8(100R) ich hab nur 110R und 215R gehen die auch oder müssen die genau sein?

Ich weiß nicht, ob ich etwas überlesen habe aber R5 war mit 43K und R8 mit 1K berechnet.
Wenn R8 um +/- 200R schwankt, sollte das auch noch funktionieren. Bei R5 ist ein Wert zwischen 39K und 47K zu verkraften.
T-Typen: Bei mir sind BC 546 und BC 556 eingebaut, sollten genügen.

Wo ist bei Dir der Schleifer bei richtiger Einstellung, ist er in der Nähe der Mitte? Findest Du die Einstellung ist feinfühlig genug?

Das kann ich so nicht beantworten, da für beide ER gekapselte Cermet-Regler drin sind. Die Einstellung ist sehr feinfühlig.
Über dem ER der Diff ist noch ein Elko, 10µ. Das dürfte die Rauscherei etwas begrenzen, wobei vielleicht ein MKS besser wäre.

Hallo Pelmazo,

Transkonduktanz der Eingangsstufe

das mußt Du erklären, den Begriff habe ich noch nie gehört. Der Logik wegen würde ich meinen, es handelt sich um die Verringerung der Aussteuerbarkeit aufgrund der Verschiebung der Emitterspannung auf einen T.

Um wieviel es sich bei der Verschiebung handelt, kann ich noch nicht sagen, da erst das Netzteil her muß.

Man kann den Offset auch wegtrimmen, indem man entweder in den positiven oder den negativen Eingang des DiffAmp einen Korrekturstrom injiziert. Ein 10k Poti zwischen +VCC und -VCC mit zusätzlichem Widerstand vom Schleifer zum entsprechenden Eingang sollte gehen. Ggf. entkoppelt man den Schleifer noch nach Masse. Diese Variante vermeidet einen Eingriff in die Verstärkungsstruktur der Eingangsstufe.

Diese Variante ist mir nur von sym Diffstufen bekannt, in einfachen hab ich es noch nicht gesehen, sollte aber versucht werden.

Der C über T3 ist definitiv zu groß. Der korrekte Wert muß erst noch bestimmt werden.

Diesen Burschen zu berrechen, war mir bisher immer verwehrt. Ich hoffe, Du kannst dieses Geheimnis ans Licht bringen. Auch für den C4, über R9, hab ich noch nirgends eine Erklärung zur Berechnung gefunden.

was is der unterschied zwischen den drei ic's?

Der TL 072 hat JFET-Eingänge und ist dadurch sehr empfindlich.
Der NE 5532, sowie der NE 5534 sind sehr rauscharm, ob sie FET-Eingäge haben, entzieht sich meiner Kenntnis. Der 5534 ist zudem sehr schnell im Slew Rate, er soll über 10V/µS schaffen.
Der INA 217 ist ein Präzisions OPV, wobei mir zu unserem Zweck nur der INA 111 und 114, sowie der AD 524 C bekannt sind.
Ich nehme mal an, daß der Instrumentenverstärker mit einer Brücke aufgebaut werden soll.

Wenn Du Bauteile bestellst, hol doch ein oder zwei BC 141 oder BC 637 mit dazu.
Ich könnte mir vorstellen, daß T3 gegen einen dieser getauscht wird.
Ich plädiere für eine Stromerhöhung an seiner Basis, um den Signaldurchsatz so schnell wie möglich zu gestalten. M.E. sollten wir R7 auf etwa 2,6K reduzieren, um 500µA an die Basis von T3 zu bekommen. Zudem kann es sein, daß der Ib des T2 / T6 auf 10mA angehoben werden sollte, um die gegenläufigen Basen schneller auszuräumen.
Mir einer Klasse höher als dem BC 548 wäre der Sache gut getan.

R3 / R4:
Ich habe sie auch entfernt und zum Einsatz dieser als 75 Ohm noch keine Unterschiede feststellen können. Das liegt aber sicher am im Moment fehlenden ordentlichen Netzteil. Ich möchte an der Sache mit der Kaskadierung dran bleiben und schreibe dazu wieder, wenn sich Erfolge einstellen.
Im Moment liegen am E des T2 ca. 650mV an, egal ob mit oder ohne Emitter R.

bin grad am aufbauen der schaltung aber ich hab nich die richtigen widerstände für r5(200R) und r8(100R) ich hab nur 110R und 215R gehen die auch oder müssen die genau sein? wär ja auch nich das problem, da ich ja sowieso bestelle...

R5 bestimmt den Verstärkungsfaktor des InAmp. Wenn der Wert nicht 200 Ohm ist, dann verstärkt der InAmp auch nicht um den Faktor 100. R8 ist unkritisch. Er soll lediglich verhindern, daß der TL072 unstabil wird, wenn er am Ausgang zu viel Kapazität sieht (von der Meßleitung). 110 Ohm sind ok.

zucker hat anscheinend geglaubt Du redest vom Audioverstärker, nicht vom InAmp.

was is der unterschied zwischen den drei ic's?

TL072: Operationsverstärker mit JFETs im Eingang, daher winzigste Eingangsströme.

NE5532: Operationsverstärker mit NPNs im Eingang. Sehr geringes Rauschen.

Beide Typen findet man oft in Audioschaltungen.

INA217: InAmp mit einstellbarer Verstärkung von 1..10000 und extrem geringem Rauschen. Sehr hohe CMRR.

Der INA217 wird z.B. in hochwertigen Mikrofonvorverstärkern verwendet.

Ansonsten empfehle ich das Studium der Datenblätter

Transkonduktanz der Eingangsstufe das mußt Du erklären, den Begriff habe ich noch nie gehört. Der Logik wegen würde ich meinen, es handelt sich um die Verringerung der Aussteuerbarkeit aufgrund der Verschiebung der Emitterspannung auf einen T.

Dem liegt die Ansicht zugrunde daß die Eingangsstufe eine Spannungsdifferenz zwischen den Basen zu einem Ausgangssstrom in die Spannungsverstärkerstufe umwandelt. Die Transkonduktanz ist demnach das Verhältnis von Ausgangsstrom zu Eingangsspannung. Strom geteilt durch Spannung ist das Inverse eines Widerstandes, daher der Name.

Die Spannungsverstärkerstufe ist dann im Grunde keine solche, sondern ein Transimpedanzverstärker. Er setzt den Strom im Eingang auf eine Spannung am Ausgang um.

Ich behaupte also daß das Signal zwischen erster und zweiter Stufe als Strom und nicht als Spannung übertragen wird. Das ist dann angemessen, wenn man Q3 mitsamt seinem C als Miller-Integrator auffaßt. Der Strom von der Eingangsstufe wird dann dazu verwendet, diesen C zu laden/entladen. Der Basisstrom von Q3 ist demgegenüber unbedeutend, außer bei kleinen Frequenzen.

Was auch noch etwas stört in dieser Ansicht ist R17, den ich am liebsten weglassen würde. Er ist nicht besonders nützlich, weil Q3 durch seinen C sowieso gegengekoppelt und damit linearisiert ist, und zwar gerade bei höheren Frequenzen.

Diesen Burschen zu berrechen, war mir bisher immer verwehrt. Ich hoffe, Du kannst dieses Geheimnis ans Licht bringen. Auch für den C4, über R9, hab ich noch nirgends eine Erklärung zur Berechnung gefunden.

Das hängt gerade mit der obigen Betrachtung zusammen. Es ist alles andere als ein Geheimnis und wird in jedem Lehrbuch über Verstärker breitgetreten. Gerade weil das so wichtig ist und auf so gut wie alles was im Verstärker vor sich geht einen Einfluß hat wollte ich zum Einen den Verstärker so einfach wie möglich halten und zum Anderen die Meßtechnik im Griff haben, bevor man dann Verbesserungen an verschiedenen Stellen anbringt.

Wir werden uns mit so "geheimnisvollen" Dingen wie Bode-Diagrammen, dominanten Polen, Phasenreserven usw. beschäftigen müssen. Ich hoffe Dir gruselt's nicht davor.

Wenn Du Bauteile bestellst, hol doch ein oder zwei BC 141 oder BC 637 mit dazu. Ich könnte mir vorstellen, daß T3 gegen einen dieser getauscht wird. Ich plädiere für eine Stromerhöhung an seiner Basis, um den Signaldurchsatz so schnell wie möglich zu gestalten. M.E. sollten wir R7 auf etwa 2,6K reduzieren, um 500µA an die Basis von T3 zu bekommen. Zudem kann es sein, daß der Ib des T2 / T6 auf 10mA angehoben werden sollte, um die gegenläufigen Basen schneller auszuräumen. Mir einer Klasse höher als dem BC 548 wäre der Sache gut getan.

Dazu wäre es gut wenn wir vorher quantifizieren würden was wir eigentlich erreichen wollen. Ich vermute Du willst eine möglichst große Anstiegsgeschwindigkeit des Vestärkers erreichen. Was wäre da Deine Zielvorstellung?

Was das Ausräumen der Basen angeht, ist es interessant zu sehen daß Du bei den Treibern da sensibel bist, aber auf der anderen Seite die Endtransistoren vernachlässigst. R3/R4 haben genau diesen Zweck, das Ausschalten der Endtransistoren zu beschleunigen. Gerade deswegen habe ich auch vorgeschlagen, sie durch einen einzigen Widerstand zwischen den Basen der Endtransistoren zu ersetzen, ohne Verbindung zum Ausgang. Wenn wir ein Problem mit der Abschaltgeschwindigkeit bekommen, dann wohl eher bei den Endtransistoren als den Treibern.

Der Effekt von R3/R4 liegt also im dynamischen Verhalten, mit statischen Spannungsmessungen wirst Du keinen nennenswerten Unterschied feststellen, da die Spannung über R3 in der Hauptsache durch Vbe von Q1 bestimmt ist.

Hat Du das Problem mit dem Simulator gelöst?

Nein, der Simulator funktioniert nicht. Es kommt nach wie vor zu der oben genannten Fehlermeldung. Muß die Zeile "Version4" mit kopiert werden? Das hab ich getan.

zucker hat anscheinend geglaubt Du redest vom Audioverstärker, nicht vom InAmp

Stimmt, habe das überlesen.

Dem liegt die Ansicht zugrunde daß die Eingangsstufe eine Spannungsdifferenz zwischen den Basen zu einem Ausgangssstrom in die Spannungsverstärkerstufe umwandelt. Die Transkonduktanz ist demnach das Verhältnis von Ausgangsstrom zu Eingangsspannung. Strom geteilt durch Spannung ist das Inverse eines Widerstandes, daher der Name. Die Spannungsverstärkerstufe ist dann im Grunde keine solche, sondern ein Transimpedanzverstärker. Er setzt den Strom im Eingang auf eine Spannung am Ausgang um.

Alles klar, der Begriff war mir fremd.
Dazu könnte man noch einen T in den Kollektorkreis des "Signalabgeber T" (in unserem Fall T12) bringen, dessen Basis am invertierenden angeklemmt wird oder dirket mit Z gegen Masse. Das vergrößert den Eingans-R und bringt eine größere Verstärkung.

Was auch noch etwas stört in dieser Ansicht ist R17, den ich am liebsten weglassen würde. Er ist nicht besonders nützlich, weil Q3 durch seinen C sowieso gegengekoppelt und damit linearisiert ist, und zwar gerade bei höheren Frequenzen.

Gut, dann plädiere ich für 1,4K für den R7, um den Strom auf 500µA bei 0,7V zu bringen. Damit dürfte die Basis von T3 schnell genung umgeladen werden.

Das hängt gerade mit der obigen Betrachtung zusammen. Es ist alles andere als ein Geheimnis und wird in jedem Lehrbuch über Verstärker breitgetreten.

Eben nicht, es steht zwar viel über den Millerintegrator und die Wirkungsweise des C aber nicht seine Berechnung. Zumindest fehlen einige Größen.

Fo = 1 / (2 x pi x Rp x Cp)

Rp steht für den reellen Parallelwiderstand, berechnet aus RLast II 1 / h22 bzw. RLast II 1 / g22, wobei h22 = g22
RLast soll der Parallelwiderstand von C und der Basis sein.
Cp steht für die reelle Parallelkapazität, berechnet aus
der Schaltkapazität + Belastungskapazität.

Nur, woher bekommt man eben diesen Leerlaufausgangsleitwert, den Basiswiderstand, den Kondensatorwiderstand und die Belastungskapazität.
In den Datenblättern (die man normalerweise laden kann), steht allenfalls die Schaltkapazität in Abhängigkeit zur Spannung.
Vielleicht mach ich es mir auch zu schwer, mal abwarten wie es hier weitergeht.

Dazu wäre es gut wenn wir vorher quantifizieren würden was wir eigentlich erreichen wollen. Ich vermute Du willst eine möglichst große Anstiegsgeschwindigkeit des Vestärkers erreichen. Was wäre da Deine Zielvorstellung?

Prinzipiell ja, es soll was geht. Für meinen Teil betrachte ich die Angelegenheit direkt als privates Studiumobjekt mit einem super Fachmann.

Gerade deswegen habe ich auch vorgeschlagen, sie durch einen einzigen Widerstand zwischen den Basen der Endtransistoren zu ersetzen, ohne Verbindung zum Ausgang.

Aha, warum bei manchen Endstufen eben dieser R ohne Bezug zur Mitte eingebaut ist, konnte mir bisher auch noch keiner erklären. Wird versucht.
Dennoch dürften bei kleinen R zur Mitte die Basen auch schnell ausgeräumt werden.

R5 bestimmt den Verstärkungsfaktor des InAmp. Wenn der Wert nicht 200 Ohm ist, dann verstärkt der InAmp auch nicht um den Faktor 100. R8 ist unkritisch. Er soll lediglich verhindern, daß der TL072 unstabil wird, wenn er am Ausgang zu viel Kapazität sieht (von der Meßleitung). 110 Ohm sind ok.

dann könnte man da auch ein poti einbauen um die verstärkung zu regeln oder?

nochmal, welche art condensatoren wäre hier angebracht? (Tantal, mks, fks, fkc, fkp, mkp, mp3, mkh, glimmer, styroflex, keramik)?

dass mit dem r über beide basen ohne mittenkontakt hab in meiner sub-endstufe auch: hier
(kann sein dass n paar transen falschrum sind, hab nich drauf geachtet)

Nein, der Simulator funktioniert nicht. Es kommt nach wie vor zu der oben genannten Fehlermeldung. Muß die Zeile "Version4" mit kopiert werden? Das hab ich getan.

Komisch, bei mir geht's astrein. Die Zeile mit der Version gehört dazu. Du kannst ja mal einzelne Zeilen rausschmeißen, in denen FLAG auftaucht, um mal zu sehen ob da irgendwo das Problem ist.

Dazu könnte man noch einen T in den Kollektorkreis des "Signalabgeber T" (in unserem Fall T12) bringen, dessen Basis am invertierenden angeklemmt wird oder dirket mit Z gegen Masse. Das vergrößert den Eingans-R und bringt eine größere Verstärkung.

Das habe ich jetzt nicht geblickt. Meinst Du eine Kaskode?

Gut, dann plädiere ich für 1,4K für den R7, um den Strom auf 500µA bei 0,7V zu bringen. Damit dürfte die Basis von T3 schnell genung umgeladen werden.

Das Umladen der Basis ist unbedeutend gegenüber dem Umladen des Miller-Kondensators. Dadurch wird zwar die Anstiegszeit des Verstärkers bestimmt, aber eben nicht nur. Ich meine es wirklich so: Wir müssen uns über die Verstärkungsverhältnisse und deren Frequenzgang im Klaren werden bevor wir zu irgendwelchen sinnvollen Dimensionierungen kommen können. Im Klartext: Wenn Du jetzt einfach den Strom durch die Eingangsstufe hochschraubst, dann erhöhst Du auch die Schleifenverstärkung. Das führt womöglich dazu daß Du den Miller-Kondensator ebenfalls vergrößern mußt, um die gestiegene Schwingneigung zu unterdrücken. Für die Anstiegszeit ist dann überhaupt nichts gewonnen.

Du scheinst noch nicht zu verstehen, welche Effekte Deine Maßnahmen haben. Es ist keineswegs so daß eine Maßnahme nur eine Konsequenz hat. Das ist eher die Ausnahme. Der Normalfall ist, daß eine Maßnahme gleich mehrere Effekte hat, einige erwünscht und andere nicht. Design ist, wenn man da den richtigen Kompromiß finden kann.

Ich bin zwar dafür, R17 rauszuschmeißen, aber am Strom durch die Eingangsstufe würde ich im Moment nichts ändern wollen. Ich würde lediglich R7 anpassen, damit die Balance im DiffAmp erhalten bleibt.

Eben nicht, es steht zwar viel über den Millerintegrator und die Wirkungsweise des C aber nicht seine Berechnung. Zumindest fehlen einige Größen.

Eine relativ einfache Betrachtung ist die der maximalen Anstiegszeit. Eine steigende Flanke am Ausgang wird dadurch erzeugt, daß Q12 sperrt, dadurch saugt R7 Strom aus dem Miller-Kondensator (Ich nenne ihn mal C1). Dieser fließt auf der anderen Seite über R6. Der Strom nimmt also den Weg R6-Q4-C1-R7. Dabei sorgt Q3 dafür, daß der Strom nicht über 0,7V/R7 steigen kann, denn jeder zusätzliche Strom, den R6 liefern könnte wird von Q3 abgesaugt. Wenn man einen konstanten Strom durch einen Kondensator fließen läßt, dann steigt die Spannung über ihm linear an. Man bekommt also eine in der Zeit linear ansteigende Rampe am Kollektor von Q3. Die Rampensteilheit ist dabei bestimmt vom Wert von C1 und von R7. Falls Q12 nicht ganz sperrt, übernimmt er einen Teil des Stroms durch R7, und die Rampe steigt entsprechend langsamer.

Eine fallende Rampe wird durch einen Stromfluß in umgekehrter Richtung durch C1 verursacht. Hier fließt der Strom über R5, Q12, C1 und durch die Kollektor-Emitter-Strecke von Q3. Falls Q12 ganz offen ist ist das der Strom durch R5, abzüglich des Anteils, der durch R7 abgezweigt wird. Wobei der Emitter von Q12 natürlich immer noch um Vbe über der Eingangsspannung bleibt.

All das geht davon aus, daß der Strom durch R6 deutlich größer als die Ströme in der Eingangsstufe sind, daß folglich die Eingangsstufe der begrenzende Faktor ist. In unserem Fall sind die maximalen Ströme durch C1 von der Eingangsstufe begrenzt, und betragen etwa 200µA in beiden Richtungen.

Soweit die Sachlage für die Betrachtung der Anstiegszeiten. Jetzt zu Frequenzgangeffekten. Der Spitzenstrom I durch C1 hängt von seiner Kapazität C, der Frequenz F, und der gewünschten Spitzenspannung U ab:

I = 2 * pi * F * C * U

Wie wir oben gesehen haben, ist der Spitzenstrom begrenzt durch die Eingangsstufe. Damit ist bei gegebenen C und F die Ausgangsspannung begrenzt, oder bei gegebener Ausgangsspannung die Frequenz. In unserem Fall mit C=1000pF und I = 200µA folgt daraus also daß z.B. eine Spitzenspannung von 15V nur bis zu einer Frequenz von etwa 2100Hz möglich ist. Bei C=100pF ist die entsprechende Frequenz 21kHz, also damit kann der Verstärker schon den ganzen Audiobereich bei Vollast wiedergeben.

Damit ist noch nichts über die Stabilität oder die Verzerrungen gesagt. Aber dafür müssen die Messungen der Schleifenverstärkung in die Strümpfe kommen.

Aha, warum bei manchen Endstufen eben dieser R ohne Bezug zur Mitte eingebaut ist, konnte mir bisher auch noch keiner erklären. Wird versucht. Dennoch dürften bei kleinen R zur Mitte die Basen auch schnell ausgeräumt werden.

Schon. bloß gibt's meiner Meinung nach keinen überzeugenden Grund, warum die R's mit dem Ausgang verbunden sein müßten. Bei einem einzelnen R kann man noch einen Kondensator dazu parallel schalten und hat noch besseres Ausräumen der Basis erreicht. R braucht dann gar nicht so niedrig zu sein, das verringert die Verlustleistung in den Treibern.

Aber, zugegeben, groß ist der Unterschied nicht.

dann könnte man da auch ein poti einbauen um die verstärkung zu regeln oder?

Schon, aber was würde das bringen bei einem Meßverstärker? Den müßtest Du dann ja auch wieder "eichen"! Auf irgendwas muß man sich mal verlassen können...

nochmal, welche art condensatoren wäre hier angebracht?

Keramik.

dass mit dem r über beide basen ohne mittenkontakt hab in meiner sub-endstufe auch

Da hast Du ja noch was vor!

Da hast Du ja noch was vor!

ich habe nich gesagt, dass ich den bauen will...
den schaltplan hab ich nur erstellt, weil ich ihn brauchte zum reparieren...

Schon, aber was würde das bringen bei einem Meßverstärker? Den müßtest Du dann ja auch wieder "eichen"! Auf irgendwas muß man sich mal verlassen können...

ok dann bestell ich mir n 200R

und is der ne5532 oder der TL072 besser geeignet?
der ina217 is mir zu teuer

Hallo Pelmazo,

Soweit die Sachlage für die Betrachtung der Anstiegszeiten. Jetzt zu Frequenzgangeffekten. Der Spitzenstrom I durch C1 hängt von seiner Kapazität C, der Frequenz F, und der gewünschten Spitzenspannung U ab: I = 2 * pi * F * C * U Wie wir oben gesehen haben, ist der Spitzenstrom begrenzt durch die Eingangsstufe. Damit ist bei gegebenen C und F die Ausgangsspannung begrenzt, oder bei gegebener Ausgangsspannung die Frequenz. In unserem Fall mit C=1000pF und I = 200µA folgt daraus also daß z.B. eine Spitzenspannung von 15V nur bis zu einer Frequenz von etwa 2100Hz möglich ist. Bei C=100pF ist die entsprechende Frequenz 21kHz, also damit kann der Verstärker schon den ganzen Audiobereich bei Vollast wiedergeben.

Treffer

Die mögliche Ua des Diff besteht doch im Schwankungsbereich des Signales, ziwschen der U am E des T12 und der U am R7 minus 1V über CE des T12, in unserem Fall demnach 16,4V - ist das so? Wenn ja , müßte der Strom eigentlich höher sein, um die Freq. bei 1nF zu halten, bzw. noch zu erhöhen.
Bei 500µA und 15V dürften bei 1n schon 5,3Khz als obere F erreicht werden.

Du scheinst noch nicht zu verstehen, welche Effekte Deine Maßnahmen haben. Es ist keineswegs so daß eine Maßnahme nur eine Konsequenz hat. Das ist eher die Ausnahme.

In Anlehnung an meinen obigen Satz meine ich jetzt mal, daß durch die Erhöhung des I, bei gleichbleibendem C und hoher U, Zeitverzögerungen auftreten, die eben durch den erweiterten Anstieg bzw. Abfall der Flanke zu überwinden sind.
Es wäre demnach besser, den I im niedrigeren Bereich zu belassen und dafür den C zu senken, um eben die Umladung so schnell wie möglich abzuschließen und dadurch die Zeitkonstante zu verringern.
Liege ich hier richtig? Das würde nähmlich auch den Zeitversatz, wie irgendwo ganz oben in meiner Diffschaltung beschrieben, erklären.
Demnach ist es also falsch, im Diff eine absolute Verstärkung im Sinne einer hohen Spannungsauslenkung erreichen zu wollen. Es wäre besser, dieses mit der nachfolgenden Verstärkerstufe (T3) zu tun.

R7 soll nun auf 3K gesenkt werden, um die 200µ zu erhalten und R17 entfernen zu können.

Dazu könnte man noch einen T in den Kollektorkreis des "Signalabgeber T" (in unserem Fall T12) bringen, dessen Basis am invertierenden angeklemmt wird oder dirket mit Z gegen Masse. Das vergrößert den Eingans-R und bringt eine größere Verstärkung. Das habe ich jetzt nicht geblickt. Meinst Du eine Kaskode?

ich meine mal so


Damit dürfte er "fest verzurrt" sein. Es wäre auch eine Verknüpfung der Basis des T2 mit dem K des T4 und einer Z von da nach Masse möglich. Dazu soll vielleicht noch ein R zwischen den K des T4 und Ub-, dann dürfte er absolut fest sein.
Versucht habe ich es noch nicht, nur darüber gelesen. Nach den obigen Berechnungen, könnte es aber eine größere Stabilität in der Ua des Diff bringen, weil hierbei beide Ub definiert und unabhängig von der Belastung der Ub durch die Endstufe sind.

Ich bin genervt. jetzt habe ich eben eine ausführliche Antwort geschrieben, aus versehen das falsche Fenster zugemacht und alles weggeschmissen. Kein Undo. Das ist das Problem bei Web-Foren gegenüber Newsgroups. Bei Newsgroups werde ich gefragt ob ich einen Artikel wegschmeißen will.

Das schreib ich heute nicht nochmal, sorry.

Oje, in dem Fall hätte ich gern mit Dir einen Whyski getrunken, der hilft zwar nicht aber beruhigt ungemein .

Hi

Da habt ihr ja noch richtig was vor euch..

Gruß,Micha

Liege ich hier richtig?

Nein. Deine Erklärung und die Schaltung die Du vorschlägst deuten an, daß Du immer noch zu sehr auf Spannungen fixiert bist. Der DiffAmp ist ein Transkonduktanzverstärker, wie ich schon schrieb, und sein Ausgangssignal ist ein Strom. Die Spannung am Ausgang ist so gut wie konstant und bestimmt durch Vbe von Q3. Aus diesem Grund kann auch Deine Schaltung nicht funktionieren, T2 würde ständig gesperrt sein (mal abgesehen von D2).

Brauchbar ist immerhin Deine Stromquelle, wobei man bei 400µA locker auf R4 verzichten kann. Ich setze dazu voraus daß D2 richtig rum eingebaut wird.

In Strömen zu denken scheint vielen Leute Probleme zu bereiten, wie ich festgestellt habe. Ich frage mich warum. Eigentlich sollten Ströme intuitiver als Spannungen sein.

Da habt ihr ja noch richtig was vor euch

Da magst Du recht haben...

Hallo Pelmazo,

das Schaltbild ist geändert. Es war wohl daneben, der PNP sollte ein NPN und D2 andersrum sein.
Der Gedanke dabei war, daß den Spannungsschwankungen, seitens Ub- über R7 entgegengewirkt werden soll.

Nein. Deine Erklärung und die Schaltung die Du vorschlägst deuten an, daß Du immer noch zu sehr auf Spannungen fixiert bist. Der DiffAmp ist ein Transkonduktanzverstärker, wie ich schon schrieb, und sein Ausgangssignal ist ein Strom.

Wenn am C des T12, hier T1, ein Strom fließt, so ist er doch den Ub Schwankungen über R7, ausgesetzt, deshalb kam ich auf die Idee des Konstanthalters mit dem hier abgebildeten T2. Deine angegebene Formel enthält U, also muß sie doch auch berücksichtigt werden und daraus schließe ich, daß bei geringerer U der Diff besser arbeiten kann, da er weniger Zeit und geringere Ströme überwinden, bzw. aufbringen muß.

Ich hab folgendes probiert .

Die Kurve ist in Dreieck und Sinus stabil bis 11,25V Ua~eff an 4R.
Die Ausgangsfrequenz ist mit der Eingangsfrequenz deckungsgleich von 8Hz bis 20Khz, danach fällt sie ab und ist ab 2,1Mhz ein Strich.
Die Leistungsübertragung ist bis 21Khz konstant und fällt danach leicht ab, bis zum erlischen.
Nahe der Leistungsgrenze ist die obere Kurve an ihrem Anfangsscheitel leicht nach rechts abgeknickt. Ein verändern des C4 auf 18p brachte eine Optimierung, aber keine Abhilfe.
In dem Moment ist der Ia des Diff auf 170µ gesunken und deshalb meine ich, muß der Strom mit dem im obigen Bild angegebenem T2 stabilisiert werden, da zu dem Zeitpunk die Ub über R7 auf 1,054V gesunken ist. (R7 hat 6,2K 1%) Weiterhin sinkt Ib am Treiber auf 5mA, da über R6 nur noch 17,3V abfallen (Ub 21,4V + / -, 2 x 15V Trafo 160VA)

Die Diff-U am Ausgang war sehr unterschiedlich. Sie wechselte von + / - 80mV bei Schwankungen der Ue~. Durch eine zusätzliche Gegenkopplung über R14, hat sie sich um den 0 Punkt mit + / - 10mV eingepegelt und er Schleifer des Cermet steht ziehmlich mittig.

Eine Verbinung der Basen der Leistungs-T brachte große Erfolge in Hinsicht auf die Größe der definierten Aussteuerung. Bei Zusammenschltung der R der Treiber auf die Mitte, hat die Kurve erheblich eher verzerrt.

Die Entfernung des R17, bei gleichzeitiger Reduzierung des R7 auf 3,5K brachte keine Erfolge.

das Schaltbild ist geändert. Es war wohl daneben, der PNP sollte ein NPN und D2 andersrum sein. Der Gedanke dabei war, daß den Spannungsschwankungen, seitens Ub- über R7 entgegengewirkt werden soll. Nein. Deine Erklärung und die Schaltung die Du vorschlägst deuten an, daß Du immer noch zu sehr auf Spannungen fixiert bist. Der DiffAmp ist ein Transkonduktanzverstärker, wie ich schon schrieb, und sein Ausgangssignal ist ein Strom. Wenn am C des T12, hier T1, ein Strom fließt, so ist er doch den Ub Schwankungen über R7, ausgesetzt, deshalb kam ich auf die Idee des Konstanthalters mit dem hier abgebildeten T2. Deine angegebene Formel enthält U, also muß sie doch auch berücksichtigt werden und daraus schließe ich, daß bei geringerer U der Diff besser arbeiten kann, da er weniger Zeit und geringere Ströme überwinden, bzw. aufbringen muß.

Meine Formel enthält U, das stimmt, aber gemeint damit ist die Spannung über C1, also die Spannung zwischen Basis und Kollektor von Q3. Die Formel hat im Grunde nichts mit unserer Schaltung zu tun, sondern beschreibt lediglich das Verhalten eines Kondensators bei Wechselspannung. Bei fehlendem R17 ist die Spannung am "linken" Ende von C1 praktisch konstant. Das "rechte" Ende am Kollektor von Q3 macht den gesamten Spannungshub des Verstärkers mit. Da die Endstufe des Verstärkers keine Spannungsverstärkung hat, sondern nur den Strom verstärkt, ist das gleichbedeutend mit der Ausgangsspannung des ganzen Verstärkers. Mit einem Wort, obwohl in meiner Formel U die Wechselspannung über C1 ist, ist das gleichbedeutend mit der Wechselspannung am Verstärkerausgang.

Wenn man R17 noch berücksichtigt, dann findet man daß die Wechselspannung über R17 dazu führt, daß die Ausgangs-Wechselspannung etwas kleiner wird als die Wechselspannung über C1. Wenn man einmal Vbe von Q3 als konstant annimmt, dann ist also der Wechselspannungsanteil über R7 der gleiche wie der über R17.

Wenn Du also die Spannung über R7 möglichst konstant halten willst, dann ist eine einfache Methode das Entfernen von R17, was ich ja schon vorgeschlagen habe.

Wenn ich Deine Erklärung richtig verstehe, dann soll Deine Schaltung mit T2 wohl die Spannung am Kollektor von T1 (Q12) konstant halten, aber das tut sie leider nicht. Sie schafft es einigermaßen, den Strom durch R1 konstant zu halten, aber da der Spannungsabfall zwischen Kollektor und Emitter von T2 nicht konstant sein wird, sagt das gar nichts über die Spannung am Kollektor von T1. Auch die Stromregelung wird miserabel sein, weil der Spannungsabfall über R2 im Millivoltbereich liegen wird. Für eine brauchbare Regelung wären wenigstens zwei Dioden in Reihe anstelle von D2 nötig.

Was allerdings hilfreich wäre ist ein Stromspiegel im Diff. Das sieht ein bißchen so wie Deine Schaltung aus, aber nur ein bißchen

Das erkläre ich aber am besten wenn wir so weit sind.

Ich hab folgendes probiert.

Gleich zu Anfang: Du hast versucht, R5 durch eine Stromquelle zu ersetzen (das ist im Grunde eine gute Idee), aber auf die falsche Art. Das Problem ist ähnlich wie oben bei T2. So eine Schaltung wäre nur in einem IC brauchbar, wo man durch den Fertigungsprozeß sicherstellen kann, daß Diode und Transistor gut aufeinander abgestimmt sind. Bei diskreter Bauweise hat man darüber keine Kontrolle, also wird zu regelnde Strom alles andere als wohldefiniert sein. Man muß mit beträchtlichen Schwankungen rechnen, sei es mit der Temperatur, oder zwischen verschiedenen Geräten. Nur so viel: Der sich ergebende Strom hat vage etwas mit dem Wert von R15, aber so gut wie nichts mit dem Wert von R5 zu tun.

Du kannst es ja mal messen: Der geregelte Strom müßte ja eine konstante Spannung über R5 zur Folge haben. Ich wette daß das nicht so ist, z.B. wenn man mit dem Fön draufhält oder mit dem Kältespray.

Hast Du eigentlich die Widerstände mathematisch oder experimentell dimensioniert?

Nahe der Leistungsgrenze ist die obere Kurve an ihrem Anfangsscheitel leicht nach rechts abgeknickt. Ein verändern des C4 auf 18p brachte eine Optimierung, aber keine Abhilfe.

Mit anderen Worten, die Anstiegsgeschwindigkeit ist kleiner als die Abfallgeschwindigkeit. Wenn Du Dir nochmal überlegst, was ich über die Ströme durch C1 geschrieben habe, dann wird Dir vielleicht klar, daß das sehr wenig mit C4, und dafür umso mehr mit den Strömen im DiffAmp zu tun haben muß. Mit einem Wort: Der DiffAmp kann nicht in der Balance sein. Das ist auch kein Wunder bei der verunglückten Stromquelle.

Schauen wir uns das mit der Anstiegszeit nochmal im Detail an. Dazu betrachten wir einmal die beiden Extremfälle, nämlich maximal steile ansteigende Flanke und maximal steile abfallende Flanke. Ich argumentiere hier unter der vereinfachenden Annahme daß R17 fehlt.

Bei einer ansteigenden Flanke ist C1 zu Beginn praktisch entladen, also die Spannung an Q3's Kollektor ist niedrig, und es fließt Strom durch R6, den Gummizener, und durch Q3's Kollektor zur negativen Versorgung. Die Basis von Q3 liegt fest auf Vbe über der negativen Versorgung. Eine steigende Flanke am Ausgang erfordert nun, daß C1 aufgeladen wird. Der dazu nötige Strom fließt über R6 und den Gummizener, dann durch C1 und weiter durch R7. Durch R7 fließen immer konstante 200µA, wegen Q3's Vbe. Der Ladestrom durch C1 ist also nur dann möglich wenn durch den Kollektor von Q12 entsprechend weniger Strom fließt. Der maximal verfügbare Ladestrom von C1 ist demnach 200µA - in diesem Fall würde durch Q12's Kollektor gar kein Strom mehr fließen. Das ist der Grenzfall, durch den die Anstiegszeit des Verstärkers bestimmt ist.

Im umgekehrten Fall, bei einer fallenden Flanke am Ausgang, ist C1 am Anfang geladen und muß entladen werden. Der Strom dafür fließt über R5 (bzw. die Stromquelle) und Q12 durch C1 und dann durch Q3 vom Kollektor zum Emitter. Da über R7 immer noch 200µA fließen, muß dieser Entladestrom zusätzlich durch Q12 fließen. Den maximal zur Verfügung stehenden Strom haben wir durch R5 bzw. die Stromquelle festgelegt, also ist der maximale Entladestrom der Strom durch R5 minus dem durch R7 (durch Q11 fließt dann kein Strom mehr). Wenn der DiffAmp in der Balance ist dann sind das 400µA - 200µA, also wieder 200µA, und wir müßten gleich schnelle Anstiegs- und Abfallszeiten im Verstärker haben.

Da Du Probleme mit der ansteigenden Flanke hast, folgt daraus daß der Strom durch R7 weniger als der halbe Gesamtstrom ist, der durch R5 fließt. Die richtige Kur für Dein Problem ist also, die DiffAmp-Balance herzustellen, und der erste Schritt dazu ist natürlich, die Stromquelle zu "verbessern". Ich vermute daß wegen der falschen Stromquelle auch das Entfernen von R17 fehlgeschlagen ist.

Die Diff-U am Ausgang war sehr unterschiedlich. Sie wechselte von + / - 80mV bei Schwankungen der Ue~. Durch eine zusätzliche Gegenkopplung über R14, hat sie sich um den 0 Punkt mit + / - 10mV eingepegelt und er Schleifer des Cermet steht ziehmlich mittig.

Es ist klar, daß mehr Gegenkopplung die Offsetspannung verringert. Zum einen hast Du die Verstärkung in etwa halbiert, Der Offset am Eingang wirkt sich also nur halb so stark am Ausgang aus. Eine Halbierung von R9 hätte wahrscheinlich den gleichen Effekt gehabt. Außerdem haben durch die kleinere Impedanz des Gegenkopplungsnetzwerks die Basisströme des DiffAmp einen kleineren Einfluß, wodurch der Offset weiter verringert wird.

Solange die Balance des DiffAmp im Argen ist hat es keinen Sinn, am Offset rumzuschrauben, weil das nur nur Rumbasteln an den Symptomen wäre. Umgekehrt ist bei korrekter Balance der Offset oft von selber im grünen Bereich, und weitere Korrekturen erübrigen sich.

Der Offsettrimmer zwischen den Emittern des DiffAmp scheint Dir wirklich sehr wichtig zu sein. Ich frage mich warum, vor allem nachdem ich schon ausdrücklich darauf hingewiesen habe, daß er einige nicht unbedeutende andere Effekte hat, die berücksichtigt sein wollen (was nicht bedeuten soll, daß der Trimmer eine schlechte Idee ist). Wie kommst Du denn auf den Wert 500 Ohm? Warum nicht 50 Ohm oder 5000 Ohm?

Können wir uns übrigens auf eine einheitliche Bezeichnung von Bauteilen in der Schaltung einigen? Ich wette daß das weniger verwirrend für alle, auch Mitleser, wäre. Du verwendest T für Transistoren, lionking verwendet Q. Auch die Nummerierung sollten wir vereinheitlichen, sonst muß man immer aus dem Kontext erschließen welche Schaltung gemeint ist.

Hast Du eigentlich die Widerstände mathematisch oder experimentell dimensioniert?

Die hab ich berechnet. Die Annahme dabei war:

D1 - 0,7V + 0,7V "Puffer", Basis des T(Q)13 1,4V zu Ub+, bei 5mA, R15 = 3320 Ohm nach Masse.
Wenn die Ub um 1V absinkt, dann geht der Strom auf 4,6mA zurück.
Am Schleifer des ER sollen 2mA stehen, deshalb R5 mit 8500 Ohm (8,2K).
Ich dachte mir, daß bei einer Ub Schwankung die Diode, diesen Strom hält, welcher seinerseits durch T13 und R5 auf den 2mA bleibt, um am Kollektor des T12 200µA stabil zu haben. Weil die 200µ ja nur der 10te Teil sind, sollte sich bei einer Schwankung der 2mA nicht ganz so stark auswirken. Es geht aber so nicht, obwohl es besser geworden ist. Die Temperatur hat eine Auswirkung, schon durch die Fingerwärme.


Die 500R sollten +/- 100mV bei 400µA an den Emittoren ausgleichen, also 250R zu jeder Seite wäre 0 Differenz und Anschlag eben 100mV weniger und 100mV auf der anderen Seite mehr. Aber da hast Du mir ja geschrieben, daß es nicht gut ist, weil dann die Transkonduktanz verringert wird, da ja der Strom auch sinkt, bzw. ungleich wird.
Ich hab ihn noch drin gelassen, um die Änderungen verfolgen zu können.
Eines hat der ER auf jeden Fall gebracht - es ist durch ihn zu erkennen, daß die Einwirkungen der Stromquelle besser werden, weil der Schleifer nicht mehr so weit verlagert werden muß, um den 0 Punkt am Ausgang zu erreichen.
Im Moment ist er eben eine Kontrolle.

Die hab ich berechnet. Die Annahme dabei war: D1 - 0,7V + 0,7V "Puffer", Basis des T(Q)13 1,4V zu Ub+, bei 5mA, R15 = 3320 Ohm nach Masse. Wenn die Ub um 1V absinkt, dann geht der Strom auf 4,6mA zurück. Am Schleifer des ER sollen 2mA stehen, deshalb R5 mit 8500 Ohm (8,2K). Ich dachte mir, daß bei einer Ub Schwankung die Diode, diesen Strom hält, welcher seinerseits durch T13 und R5 auf den 2mA bleibt, um am Kollektor des T12 200µA stabil zu haben. Weil die 200µ ja nur der 10te Teil sind, sollte sich bei einer Schwankung der 2mA nicht ganz so stark auswirken. Es geht aber so nicht, obwohl es besser geworden ist. Die Temperatur hat eine Auswirkung, schon durch die Fingerwärme.

Das ist aber ganz schön verunglückt! Eins nach dem anderen:

o Wenn an der Basis von T13 1,4V nach Ub+ anliegen, dann hast Du 1,4V über die Basis-Emitter-Strecke von T1. Das hätte einen für T13 vermutlich tödlich hohen Basisstrom zur Folge. Die Basis-Emitterstrecke ist eine Diode, und wenn einmal die Durchlaßspannung erreicht ist, dann wächst der Strom mit steigender Spannung sehr schnell an.

o D1 ist eine normale Diode, ich weiß also nicht an was die zusätzlichen 0,7V Puffer abfallen sollen. In der Praxis sorgen D1 und T13 gemeinsam dafür, daß die Basis von T13 0,7V unter Ub+ liegen. Durch R15 fließt also 16,3V/3300Ohm = ~5mA, und dieser Strom fließt zu einem Teil durch D1 und der Rest durch T13, wobei von der Temperatur und allem Möglichen abhängt, wie die Aufteilung ist.

o Deine Rechnung für R5 geht davon aus, daß 17V über ihn abfallen. Es sind aber 17V - Ube(T12 bzw. T11) - U(P1) - Uce(T13), also höchstens etwa 16V.

o Wenn Du diese gesamte Spannung an R5 abfallen läßt dann hat der Kollektor von T13 ja keinen Regelspielraum. Der tatsächlich fließende Strom wird dann von R5 bestimmt, und das ist genauso wie zuvor ohne Konstantstromquelle, also ohne jede Regelung.

o Wenn 2mA in den DiffAmp fließen sollen, der Fuß mit T12 aber 200µA führen soll, dann ist der DiffAmp grob aus der Balance, weil dann durch T11 1800µA fließen. Kein Wunder daß Du einen großen Offset hast.

o Wenn die Ströme durch T11/T12 so stark aus der Balance sind, dann fallen über die beiden Seiten von P1 auch sehr unterschiedliche Spannungen ab. Wenn der Schleifer in der Mitte steht, dann hast Du auf der linken Seite bei 200µA einen Spannungsabfall von 50mV, auf der rechten Seite aber bei 1800µA einen Spannungsabfall von 450mV. Du hast also einen beträchtlichen zusätzlichen Offset erzeugt.

Unter diesen Umständen bezweifle ich daß man mit dem Poti irgendwas kontrollieren kann.

Wenn Du eine Stromquelle einbaust, dann mach's richtig, und zunächst einmal für 400µA. Zu anderen Strömen kommen wir wenn wir mal ein Bode-Diagramm haben.

Wir brauchen zwei Dioden in Serie anstelle von D1. R5 wandert auf die andere Seite von T13, zwischen Ub+ und Emitter. Der Kollektor von T13 geht direkt an den Schleifer von P1. Oder besser laß P1 gleich weg. Der Wert von R5 ist 0,7V/0,4mA = 1,75kOhm, wir nehmen 1800 Ohm.

Wie funktioniert das?

Die beiden Dioden in Serie erzeugen 1,4V Spannung zwischen Ub+ und der Basis von T13. An der Basis-Emitter-Strecke von T13 fallen davon 0,7V ab, bleiben 0,7V für R5. Bei R5 = 270 Ohm bedeutet das einen Stromfluß von 400µA durch R5. Dieser Strom fließt durch den Kollektor, es sei denn er wird dort nicht "abgenommen".

Anstelle der zwei Dioden wird auch gern eine LED genommen. R5 müßte dann an die leicht unterschiedlichen Spannungen angepaßt werden. Eine LED führt zu besserer Temperaturstabilität des Konstantstroms.

Ist Dir aufgefallen, daß R5 gerade halb so groß ist wie der Wert von R7 bei fehlendem R17? Das ist kein Zufall

Ist Dir aufgefallen, daß R5 gerade halb so groß ist wie der Wert von R7 bei fehlendem R17? Das ist kein Zufall

Da nehm ich jetzt mal an, weil sich die 400µ auf beide T verteilen und nur 200µ an R7 sein sollen.

Deine Sache versuch ich demnächst, sie ist auf der Platine schnell zu erledigen.

Ich habe heute etwas anderes versucht, da mir der R5 auch an der falschen Stelle erschien.
Hier hab ich es mal aufgezeichnet.
Die Z ist bewußt auf 9,1 gewählt, da ich mir dachte, es ist somit ein größerer Spielraum für Ub Schwankungen. Hierbei bin ich aber auch von 2mA ausgegangen, weil an der Basis von T(Q)3 800µ sein sollten. Das wiederum hängt mit Deiner Formel zusammen, aber da bin ich noch nicht so weit.
Mit der LED - das hab ich schon gelesen, und ist hier im Forum schon angesprochen wurden.

Was ich jetzt erstmal schreiben kann ist folgendes:

Das Ausgangssignal ist astrein und geht beidseitig gleichmäßig in die Verzerrung. Es gibt keine Schultern oder "Fransen". Der Ib ist genau wie die Ub in allen Belastungslagen voll symmetrisch. Die Frequenz und Phasengleichheit ist bis 21Khz gegeben, wobei, naja es sind bei 21Khz vielleicht 2° Versatz, das hab ich nicht gemessen.
Durch den C4 mit 47p, geht das Signal ab ca. 30Khz definiert und ohne Auswüchse, in seiner Amplitude zurück.
Ohne Last ist am Ausgang 0V U=, mit Last pendelt es zwischen +/- 5mV, das kommt aber auf die Freq. an. Wird sie höher, ist mehr Gleichspannung vorhanden, das wiederum hab ich mit dem C4 (47p) in die Reihe bekommen.
Die R von den Treiberemittoren mußte ich rausnehmen, da, vorallem im negativen Zweig, Verwurschtelungen am Kurvenumkehrpunkt waren, die bis zum Abreißen der Kurve führten.
Allerdings ist es jetzt mit dem I-Ruhe nicht mehr so einfach, der geht nicht mehr auf 0. das hat aber bestimmt etwas mit dem Wegfall von R17 (E des Q3 nach Ub-) zu tun, denn nach oben hin ist noch kein Widerstand geändert.

Es funktioniert, ob es so gut ist, weiß ich noch nicht.

Da nehm ich jetzt mal an, weil sich die 400µ auf beide T verteilen und nur 200µ an R7 sein sollen.

Bingo. Über beide Widerstände fallen 0,7V ab, und durch R7 soll der halbe Strom fließen, also hat er den doppelten Widerstand.

Ich habe heute etwas anderes versucht, da mir der R5 auch an der falschen Stelle erschien. Hier hab ich es mal aufgezeichnet. Die Z ist bewußt auf 9,1 gewählt, da ich mir dachte, es ist somit ein größerer Spielraum für Ub Schwankungen. Hierbei bin ich aber auch von 2mA ausgegangen, weil an der Basis von T(Q)3 800µ sein sollten. Das wiederum hängt mit Deiner Formel zusammen, aber da bin ich noch nicht so weit.

Das habe ich jetzt nicht kapiert. So wie im Schaltbild zu sehen ist die Stromquelle auf etwa 1mA ausgelegt. D2 und D3 sind auch zwecklos, wegen der Vbe von Q3 wären sie ständig gesperrt. Du willst zum Laden/Entladen von C1 800µA haben? Dann dimensioniere die Stromquelle um T13 für 1,6mA und R7 für 800µA bei 0,7V, fertig.

Mit der Z-Diode habe ich keine Probleme, aber wieso soll dadurch der Spielraum für Ub-Schwankungen vergrößert werden?

Durch den C4 mit 47p, geht das Signal ab ca. 30Khz definiert und ohne Auswüchse, in seiner Amplitude zurück.

Bei 30kHz hat C4 noch über 100kOhm Impedanz, da fällt er neben R9 kaum auf. Bis er mal mit R9 gleichgezogen hat ist man bei 260kHz. Bist Du sicher daß Dein Roll-off auf C4 zurückzuführen ist?

Die R von den Treiberemittoren mußte ich rausnehmen, da, vorallem im negativen Zweig, Verwurschtelungen am Kurvenumkehrpunkt waren, die bis zum Abreißen der Kurve führten.

Tut mir leid, ich weiß weder was Du mit Verwurschtelung meinst noch was für Dich eine abreißende Kurve ist? Wo hast Du gemessen, bei welchem Eingangssignal welcher Frequenz?

Allerdings ist es jetzt mit dem I-Ruhe nicht mehr so einfach, der geht nicht mehr auf 0. das hat aber bestimmt etwas mit dem Wegfall von R17 (E des Q3 nach Ub-) zu tun, denn nach oben hin ist noch kein Widerstand geändert.

Ich würde eher auf den Wegfall der Emitterwiderstände als Grund tippen. Ohne die schalten die Endtransistoren extrem langsam ab, das kann nicht gut sein.

Generell muß ich sagen, daß Du mir zu planlos vorgehst. Du änderst zu viel auf einmal und versuchst, Probleme durch Probieren zu beheben, ehe Du ihre Ursache kennst.

Beispiel: Du baust einfach C4 ein, anscheinend weil Du das in anderen Schaltungen gesehen hast. Weißt Du wozu er dient? Wie kommst Du auf den richtigen Wert? Wie erklärst Du Dir den Einfluß von C4 auf die Gleichspannung am Ausgang?

So wird das nix. Jetzt versuche ich schon tagelang auf die Bode-Diagramme, die Schleifenverstärkung und deren Einfluß auf die Stabilität und den Frequenzgang des Verstärkers zu kommen, was ich für absolut zentral für das Verständnis des Verstärkers halte. Aber ich finde mich stattdessen dauernd damit beschäftigt, dich daran zu hindern, den Verstärker zu "zerschrauben". C4, C3, P1, Stromquellen usw. sind schön und recht, aber sie machen aus einem schlechten keinen guten Verstärker, und für den Anfänger machen sie erstmal alles komplizierter. Zu schnell wird der vor Bäumen den Wald nicht mehr sehen. Ich habe schon länger nix mehr von lionking vernommen, vielleicht ist der schon geflüchtet.

Mein Konzept war eher, am Basisverstärker, an dem kein überflüssiges Teil ist (deswegen der Rausschmiß von R17), die Grundlagen durchzugehen, und dann eins nach dem anderen, mit Plan und Verstand, und mit Erfolgskontrolle, Verbesserungen vorzunehmen. Ich finde Du hättest das auch nötig; ich frage mich sowieso wie Du mit symmetrischen Differenzverstärker-Eingangsstufen und solchen Transistorgräbern zurecht gekommen bist, wenn Dir das Dimensionieren einer Stromquelle Schwierigkeiten macht.

nein ich bin nich geflüchtet, sondern vervolge zuckers experimente und deine kommentare während ich auf die teile für meinen in-amp warte...

ich hab bis jezz noch nicht weitergebastelt aber wenn die teile da sind kanns weiter gehen

hey,
also ich verfolge die diskusion mit spannung und basteln ein wenig mit um eure hirnknoten nachvolziehen zu koennen, wenn ihr da mal ein fertiges ergebniss habt haette ich gern einen oszi vergleich ein/ausgang in den frequenzen von z.b. 20hz 400hz 1khz 3khz 6khz 12khz 15khz 20khz - das waere echt super wenn das mal jemand festhalten koente, ansonsten nur weiter so, man lernt einiges dabei =)

gruss

so nun hab ich die teile bekommen und den inamp zusammengelötet mit dem tl072...(auf ne streifenrasterplatine
ich denke wir können anfangen mit testen und optimieren des inamps...

nochmal die aktuelle schaltung des "Haupt-Verstärkers":
Klick hier!

ich hab inzwischen auch die 4 17W-Widerstände...(sind grösser als ich dachte) naja

dann hab ich noch ein (etwas zu gross geratenes) altes netzteilgehäuse (aus metall) das ich für den inamp gedeacht hatte...

soweit erstmal <-irgendwie mein lieblingssmilie

achja wie man auf dem schaltplan sehen kann hab ich die emitterwiderstände der treiber zu einem zusammengefasst...hab aber keinen unterschied gemerkt/gehöhrt...

ich glaub das reicht an smilies

ich denke wir können anfangen mit testen und optimieren des inamps...

Prima!

Der Zweck des InAmp ist es, nur die Differenz zwischen seinen beiden Eingängen zu verstärken, und die Signale, die an beiden Eingängen gleich anliegen (Gleichtaktsignal) möglichst vollständig zu ignorieren. Dabei soll die Belastung der Signale möglichst klein sein.

Du solltest also zweierlei kontrollieren:
o Die Gleichtaktunterdrückung (CMRR = Common Mode Rejection Ratio)
o Die Differenzverstärkung

Für ersteres verbindest Du beide Eingänge miteinander und speist ein Signal ein. Am Ausgang sollte man davon so wenig wie möglich feststellen können. Also PC mit Generator anschmeißen, Vollpegelsignal auf beide Eingänge des InAmp, und den Ausgang per PC analysieren. Je weniger Signal man feststellt je besser. Dazu müssen ggf. die Widerstände "getunt" werden.

Für die Differenzverstärkung verbindet man einen Eingang mit Masse und speist das Signal am anderen Eingang ein. Am Ausgang sollte das 100-fach verstärkte Signal rauskommen (falls der InAmp nicht übersteuert, also Eingangssignal runterdrehen). 100-fache Verstärkung entspricht 40dB. Es sollte keine Rolle spielen, an welchem der beiden Eingänge man das Signal einspeist, beidesmal sollte das Ausgangssignal gleich groß sein.

Du solltest auch ausprobieren, ob die Werte über den ganzen Frequenzbereich stimmen.

achja wie man auf dem schaltplan sehen kann hab ich die emitterwiderstände der treiber zu einem zusammengefasst...hab aber keinen unterschied gemerkt/gehöhrt...

Das war auch nicht zu erwarten. Der Unterschied ist minimal. Wenn überhaupt, dann spielt er be sehr schnellen Signalen eine Rolle. Dein Verstärker aber ist bisher bei hohen Frequenzen noch stark gehandicapped

Und hier noch ein paar Smilies für Dich:

Kleines Puzzle für die Möchtegern-Ampdesigner:

Schaut Euch mal den folgenden Schaltplan eines Elektor-Verstärkers an:

http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/tom/files/120_watt.gif

Ist die Eingangsstufe in der Balance? Verbesserungsvorschläge?

Ist der Einstellbereich des Trimmers im Gummizener (T3/R7/R8/P1) zweckmäßig? Verbesserungsvorschläge?

Versucht einmal im Vergleich zu lionking's Schaltbild die Wirkungsweise von C5 im Zusammenhang mit dem geteilten Widerstand R10/R11 zu erklären.

Hat jemand Lust? Ich werde auch bestimmt Eure Antworten in der Luft zerreißen, sie durch den Dreck ziehen und darauf herumtrampeln

Ist die Eingangsstufe in der Balance? Verbesserungsvorschläge?

ja, mit 5 transis einen op bauen like: http://82.96.97.80/STK0040.gif
(auch wenn ich das prinzieb nicht 100%ig verstehe, erfahrungsgemaes laeufts so besser)

Wirkungsweise von C5 im Zusammenhang mit dem geteilten Widerstand R10/R11 zu erklären.

hum, das is ne rueckoplung und der geteilte wiederstand macht da 1/3 draus damit sich das ding nicht aufschaukelt?
also ist nur geraten..
sieht irgentwie "aufgebort" aus um mehr leistung rauszuholen !?

Hi,

eine Art Rückkopplung ist es schon, aber aufschaukeln kann sich da nichts, weil die Spannungsverstärkung der Ausgangsstufe < 1 ist. Das ganze wirkt wie eine Konstantstromquelle, weil an R11 immer die gleiche Spannung abfällt. Der Verstärker lässt sich damit etwas höher aussteuern als mit einer Transistor-Konstantstromquelle, weil C5 die Spannung an R11 über die positive Betriebsspannung ziehen und damit T7 bis zum Anschlag durchsteuern kann.

Warum diese Bootstrap-Schaltung in besseren Endstufen nicht benutzt wird, weiß ich allerdings nicht. Ich vermute, wegen der schlechten HF-Eigenschaften von Elkos.

Bei der Eingangsstufe würde ich die rauschende Zenerdiode mit einem Elko überbrücken, mehr fällt mir so spontan nicht dazu ein

Der Gummi-Zener hat einen unnötig großen Regelbereich, Minimum ist ca. 1,3 V. Weniger als 2,4 V wird man aber nicht brauchen. Außerdem würde ich R7 direkt mit der Basis von T3 verbinden und das Trimmpoti zweipolig zwischen Basis und R8. Vorteil ist eine höhere Betriebssicherheit: wenn der Schleifer Kontaktschwierigkeiten hat, geht der Ruhestrom auf 0 anstatt dass die Endstufe durchschmort

Grüße,

Zweck

Versucht einmal im Vergleich zu lionking's Schaltbild die Wirkungsweise von C5 im Zusammenhang mit dem geteilten Widerstand R10/R11 zu erklären. Hat jemand Lust? Ich werde auch bestimmt Eure Antworten in der Luft zerreißen, sie durch den Dreck ziehen und darauf herumtrampeln

Hallo Pelmazo,
da Du ja direkt zielst, bleibe ich auch stehen.

Wenn T8 durchsteuert, wird das Mittenpotential gegen negativ gezogen und C5 über R10 auf einen bestimmten Wert aufgeladen. Bem Stromfluß durch T7 wird die Mitte wieder positiv und das Potential am Punkt C5, R10, R11 um den Betrag, der auf C5 geladenen Gleichspannung positiver und dadurch höher als Ub+ und dadurch der positive Darlington mit Sicherheit voll Ausgesteuert. Die Spannung am Knotenpunkt soll 1,5 x der Ub+ sein. Die Basisspannung des T7 wird damit dynamisch aufgestockt.

Ist es so?

Es haben sich tatsächlich drei Teilnehmer herausgefordert gefühlt, finde ich prima!

Ist die Eingangsstufe in der Balance? Verbesserungsvorschläge?

Der Gesamtstrom durch die Eingangsstufe ergibt sich aus der über R5 abfallenden Spannung. Laut Schaltbild ist sie 8,6V, folglich fließen 2,6mA. Bei Balance sollten davon je die Hälfte durch T1 und T2 fließen. Die Spannung über R4 ist im Schaltbild als 0,6V angegeben, also fließt durch ihn 880µA. Die Balance ist also nicht gegeben. Es müßten 1,3mA fließen, wozu man R4 auf etwa 470 Ohm reduzieren müßte.

Ein Kondensator über D1 wie von Zweck0r vorgeschlagen wäre tatsächlich nützlich.

Ist der Einstellbereich des Trimmers im Gummizener (T3/R7/R8/P1) zweckmäßig? Verbesserungsvorschläge?

Die Schaltung multipliziert Vbe von T3 mit einem einstellbaren Faktor zwischen ca. 1,9 (Schleifer oben) und 4,6 (Schleifer unten). Nominell wäre wegen der beiden Darlington-Transistoren der Endstufe 4 nötig. Zweck0r hat also vollkommen recht, der Einstellbereich ist unnötig groß. Einen besseren Dimensionierungsvorschlag überlasse ich Euch

Der Einwand mit dem Kontaktproblem des Schleifers ist übrigens ebenfalls vernünftig. Es ist die Frage welches Vertrauen man in ein billiges Trimmpoti haben kann

Versucht einmal im Vergleich zu lionking's Schaltbild die Wirkungsweise von C5 im Zusammenhang mit dem geteilten Widerstand R10/R11 zu erklären.

Auch hier trifft Zweck0r ins Schwarze. Zucker ist ebenfalls auf der richtigen Spur.

C5 ist so groß daß bei den interessierenden Frequenzen die Spannung über ihn annähernd konstant ist. Da die Ausgangstufe eine Spannungsverstärkung von fast genau 1 hat, bewegt sich dadurch die Spannung am Verbindungspunkt von R10 und R11 parallel zur Ausgangsspannung rauf und runter. Im Ergebnis bleibt die Spannung über R11 so gut wie konstant, also fließt durch ihn auch ein praktisch konstanter Strom. Die Schaltung ist also eine Konstantstromquelle. Auch der Fachausdruck "Bootstrapping" wurde von Zweck0r korrekt erwähnt.

In früheren Zeiten, als ein Elko wesentlich billiger als ein Transistor war, war das die bevorzugte Art, der Spannungsverstärkerstufe eine Konstantstromquelle zu gönnen. Heutzutage sind Transistoren so billig daß es keinen Kostengrund mehr für Bootstrapping gibt.

Bootstrapping hat immer noch den Vorteil, daß der Verbindungspunkt von R10 und R11 bei positiven Halbwellen auch über die positive Betriebsspannung hinaus wandern kann. Dadurch verbessert sich die Aussteuerungsgrenze bei positiven Halbwellen. Bei Verstärkern, die das meiste aus der verfügbaren Betriebsspannung herausholen müssen, wie z.B. im Auto, ist das immer noch ein wichtiges Kriterium, und da findet man die Schaltung auch heute noch.

Ansonsten sind Konstantstromquellen mit Transistoren besser, weil sie besser stabilisieren, auch bei niedrigsten Frequenzen, wo sich die begrenzte Kapazität des Bootstrap-Kondensators bemerkbar machen würde. Außerdem sind sie unempfindlicher gegenüber Betriebsspannungsschwankungen.

Die HF-Eigenschaften sind nicht das Problem, sonst könnte man das durch Parallelschalten eines Folienkondensators leicht beheben.

Gratuliere, Zweck0r, Du gehörst zu den Durchblickern!


Fortsetzung des Puzzles:

Wir bleiben bei der Elektor-Schaltung. Gegenüber der Schaltung von lionking findet man noch zwei zusätzliche Transistoren nebst etwas "Gemüse" drumherum, nämlich T5 und T6. Dabei handelt es sich um eine Schutzschaltung für die Ausgangstransistoren, soviel sei verraten. Wagt sich jemand an den Versuch einer Erklärung, wie sie wohl funktioniert? Gegen welche Art von Fehlern bietet sie einen Schutz, und bei welchen Grenzwerten tritt sie in Aktion, so wie sie im Schaltbild dimensioniert ist?

Ist die Schutzschaltung sicher, oder kann es Situationen geben, in denen die Schutzschaltung nicht ansprechen würde, der Verstärker aber trotzdem Schaden nehmen würde? Mich interessieren dabei nur einigermaßen realistische Situationen, nicht konstruierte, wie z.B. "Verstärkerausgang wird an die Hochspannungsleitung angeschlossen".

Ich wage es mal,

R14 stellt einen Strom von 9,7 mA bei 1,4V an T5 ein. Es dürfte ein 15tel von R18 sein. Geht am Puntk 5 des T7 die Spannung über 22V, so geht der I über den R16 über die 9,7mA hinaus und öffnet T5. Dadurch wird das überschüssige Signal an der Basis von T7 über D2 und T5 abgeleitet. Das Ausgangssignal wird demzufolge mittels Verringerung des Eingangssignales an T7 begrenzt.
Die Schaltung eignet sich als Schutz vor Übersteuerung, im Sinne einer Überfahrung durch zu hohe Eingangsspannung und als Begrenzer für zu geringen Lastwiderstand, da in dem Fall die Spannung über R18 auch ansteigt. Die Signalspitzen werden dabei leicht abgesenkt bis gekappt, nicht in seiner gesamten Amplitude proportional gesenkt.

Hi,

es ist eine reine Strombegrenzung. Wenn der Strom durch den Emitterwiderstand R18 ca. 10 A erreicht, übersteigt die Spannung zwischen B und E von T5 0,6 V. T5 fängt dann an durchzuschalten und dreht T7 den Basisstrom ab. Ergebnis: der Strom kann nicht mehr weiter steigen T6 bewirkt das gleiche bei T8.

Gegen zu hohe Verlustleistung sind die Endtransistoren damit aber noch nicht gesichert. Deshalb gibt es z.B beim Grundig V2000 noch einen Widerstand zwischen der Basis von T5 und + und einen zwischen der Basis von T6 und -. Der macht den Einsatzpunkt der Strombegrenzung abhängig von der Spannung zwischen C und E des Endtransistors. Je größer die Spannung, desto weniger Strom wird zugelassen.

Grüße,

Zweck

Hallo,

ich hab mir das nochmal überlegt.

Bei 80V kommen am Ende 21,78V Ua~eff heraus. Dazu gehört ein Strom von 5,46A Ia~eff. Dann sind es ~ 119W.
Bei 1R Emitterwiderstand müßte sich die Leistung und alles andere mit 4 : 1 ansehen lassen, also als 5R.
Demzufolge müssen am R18 5,445V x 1,4 = 7,623V stehen und der Ic des T7 müßte 9,55A betragen. Der Verlust am R18 liegt bei 1,91A, woraus sich eine Verlustleistung pro EmitterR von 14,55W ergibt. Das wären dann 30W, die der Endstufe fehlen.
Wenn bei der Spannung am R18 über R16 0,6V an die Basis von T5 gelangen sollen, würden ca 2,5mA über R16 (240R) fließen.
R15 dürfte der Arbeitswiderstand, bzw. die Gegenkopplung zu R16 sein. Zudem ist er in Verbindung mit R16 ein ParallelR zu R18 und es dürfte bei Vollast 40mA zum Ausgang fließen aber wie der berechnet wurde kann ich nicht nachvollziehen.

Was den Fehlanschluß der Impedanz betrifft - da meine ich schon, daß bei 2R die Sicherung eingreift, da ja der Strom viel eher erreicht wird.

R14, R16 (R15 war irrtümlich angegeben) ich glaube, ich habs. 235R / 40mA * 15 = 2,5mA.

Hm, diesmal waren's nur zwei. Heißt das es wird schwieriger?

es ist eine reine Strombegrenzung

Genau. Zweck0r hat die Funktion der Schaltung wieder einmal richtig beschrieben. Anzumerken wäre dazu noch, daß im Grenzfall von 10A Strom durch den Emitterwiderstand R18 an ihm auch 10V Spannung abfallen. Das heißt 100W Heizleistung bei einem Widerstand, der für 9W spezifiziert ist. Er wird also nach ein paar Sekunden verdunstet sein. Die Schutzschaltung ist also allenfalls für kurzzeitige Fehler geeignet.

Gegen zu hohe Verlustleistung sind die Endtransistoren damit aber noch nicht gesichert.

Auch richtig. Nehmen wir mal an der Ausgang ist nach Masse kurzgeschlossen. Beim Einsetzen der Strombegrenzung liegen dann etwa 10V am Emitter von T7 (bei einer positiven Halbwelle). Über T7 fallen dann etwa 35V ab. Das ergibt 350W Heizleistung in T7. Das wird er auch nur ein paar Sekunden mitmachen. Auch wenn man annimmt, daß im zeitlichen Mittel jeweils T7 und T8 zur Hälfte belastet sind, dann ist es immer noch zu viel.

Man muß sich also schon fragen, wogegen die Schutzschaltung eigentlich schützen soll, wenn im Fall, daß sie anspricht, binnen kurzem der Ausfall wesentlicher Bauteile zu erwarten ist.


Zucker, der Zweck Deiner Rechnung ist mir nicht ganz klar. Wenn man annimmt, daß bei Maximalaussteuerung ein Vce von etwa 4-5V bei T7/T8 herrscht, dann hat man z.B. am Punkt 5 der Schaltung etwa 40V gegenüber Masse. Das ist der Spitzenwert, der Effektivwert liegt bei Sinussignalen um den Faktor 0,707 darunter, also bei 28,3V. Der daraus resultierende Lautsprecherstrom fließt durch R18 oder R19 und den Lautsprecher selbst. Das sind 5 Ohm, der Strom ist demnach 5,66A. Am Lautsprecher wird daher die Leistung von 128W abgegeben. An R18/R19 wird die Leistung von zusammen 32W abgegeben, die sich normalerweise ungefähr gleichmäßig auf beide Widerstände verteilt. Selbst für ein normales Sinussignal bei Vollaussteuerung sind also R18/R19 unterdimensioniert. Die Strombegrenzung ist dabei noch weit entfernt, anzusprechen.

Was die Funktionsweise der Strombegrenzung anbelangt, so ist sie am einfachsten zu verstehen, wenn man erkennt das sie einsetzt, wenn an T5 etwa 0,6-0,7V zwischen Basis und Emitter anliegen. Diese Spannung muß letztlich vom Spannungsabfall an R18 kommen, es ist bloß noch ein Spannungsteiler bestehend aus R16 und R14 dazwischen. Aus dem Teilerverhältnis von 15,6 ergibt sich, daß für eine Spannung von 0,6V an der Basis von T5 ein Spannungsabfall von 9,4V an R18 erforderlich ist. Daher Zweck0r's ungefährer Wert von 10A durch R18.

Ein abschließendes Urteil über diese Elektor-Schaltung überlasse ich Euch

lionking, wie geht's eigentlich Deinem InAmp?

komisch, wieso bauen die dann überhaupt sonne schutzschaltung rein, wenn dann doch richtig oder?

nunja der inamp...
die ferien sind zuende und ich muss wieder zur schule
und so bin ich noch nicht weiter gekommen...

doch n bissel ich weiss schonmal dass am ausgang n kleines signal rauskommt bei kurzgeschlossenem eingang... wie gross genau muss ich noch nachmessen...

und irgendwie hab ich n bissel probleme mit meiner soundkarte und dem programm...muss noch n bissl probieren villeicht klappts dann....

Hallo pelmazo,

ich hab jetzt angenommen, daß die Ub Spannung 40V pro Seite beträgt.
Bei einem 2 x 30V und Trafo dürfte das ein angemessener Wert sein.
Wenn über T7 oder 8 je 2V "hängen" bleiben, so müßte bei max Aussteuerung noch 38V GleichU über den R18 fließen, wobei dann 7,6V an ihm abfallen, um die restlichen 30,4V an den Ls zu geben. Diese wiederum als eff Wert ergeben ca. 21,5V am Ls.
Bei den 38V dürfte der Strom ca 9,55A betragen, wobei 1,91A am R 18 bleiben. Das ist der Ptot des R18, also 14,5W. Die restlichen 7,64A als eff. Wert dürften als 5,4A am LS sein. Damit wäre eine Leistung von etwa 116 - 118W möglich, an 4R Last. Die 9,55A fließen zwar durch den R, sie bleiben aber nicht dort, sonst würde der Ls doch keinen Strom mehr abbekommen.
Um die 0,6V an der Basis von T5 zu erreichen, müßte die Spannung am Punkt 5 des T7 in etwa 9,3 V annehmen. Sie hat aber nur 7,6V.
Der Teiler 220 / 15 ist für einen maximalen Strom von 2,5mA an der Basis von T5 ausgelegt. 9,55A / 235 = 40mA gegenüber dem R18. Am Basispunkt von T5 sind dann 40 / 235 x 15 = 2,5mA.
Bei 7,6V stehen an der Basis von T5 aber nur ca, 0,49V.
Wo sind wir da jetzt nicht konform?

Das die Werte von 1R zu groß sind, dürfte klar sein. Der R16 ist für eine Begrenzung auch zu groß.
Davon abgesehen, diese Schaltung hab ich mal nachgebaut - ein messen ist deshalb möglich.

komisch, wieso bauen die dann überhaupt sonne schutzschaltung rein, wenn dann doch richtig oder?

Finde ich auch. Da hat sich jemand nicht gerade mit Ruhm bekleckert. Meine Erfahrung: Bei Elektor Schaltungen nicht blind alles glauben, sondern erstmal Hirn einschalten. Allerdings, wenn man die Fehler in ihren Schaltungen selber findet, dann braucht man vermutlich kein Elektor...

doch n bissel ich weiss schonmal dass am ausgang n kleines signal rauskommt bei kurzgeschlossenem eingang... wie gross genau muss ich noch nachmessen...

Aha, es sieht so aus als ob's da noch was zu tunen gibt

ich hab jetzt angenommen, daß die Ub Spannung 40V pro Seite beträgt. Bei einem 2 x 30V und Trafo dürfte das ein angemessener Wert sein. Wenn über T7 oder 8 je 2V "hängen" bleiben, so müßte bei max Aussteuerung noch 38V GleichU über den R18 fließen, wobei dann 7,6V an ihm abfallen, um die restlichen 30,4V an den Ls zu geben. Diese wiederum als eff Wert ergeben ca. 21,5V am Ls.

Ok. Ich habe den Wert für Ub im Schaltplan zugrundegelegt, also 44,4V. Dafür habe ich für T7/T8 mehr reserviert. So weit alles klar.

Bei den 38V dürfte der Strom ca 9,55A betragen, wobei 1,91A am R 18 bleiben. Das ist der Ptot des R18, also 14,5W. Die restlichen 7,64A als eff. Wert dürften als 5,4A am LS sein. Damit wäre eine Leistung von etwa 116 - 118W möglich, an 4R Last. Die 9,55A fließen zwar durch den R, sie bleiben aber nicht dort, sonst würde der Ls doch keinen Strom mehr abbekommen.

Halthalthalt! 38V an 5 Ohm (R18 + Lautsprecher) ergeben 7,6A. Der Strom fließt durch R18 und durch den Lautsprecher. Da teilt sich nix auf, die beiden liegen in Reihe. Aufgeteilt wird die Spannung. 7,6A ist aber der Spitzenwert. Effektiv ist das etwa 5,4A, mit der Lautsprecherspannung von 21,5V ergibt das eine Leistung von etwa 116W. Also falsche Rechnung, richtiges Ergebnis.

Du mußt Dir nochmal den Unterschied zwischen Strom und Spannung vor Augen führen. Ich habe das Gefühl, das Du da schnell ins Schwimmen kommst. Wenn zwei Bauteile in Reihe liegen, dann fließt der gleiche Strom durch Beide, da teilt sich nichts auf. Der Spannungsabfall über die Bauteile teilt sich auf.

Liegen dagegen zwei Bauteile parallel, dann liegt an Beiden die gleiche Spannung an, aber der Strom durch sie teilt sich auf. Das ist was die Kirchhoffschen Regeln besagen. Die sind absolut grundlegend für alles elektrische, neben dem Ohmschen Gesetz. Das muß wirklich sitzen, sonst bist Du verloren.

Um die 0,6V an der Basis von T5 zu erreichen, müßte die Spannung am Punkt 5 des T7 in etwa 9,3 V annehmen. Sie hat aber nur 7,6V.

Korrekt. Folglich spricht die Schutzschaltung nicht an, solange der Lautsprecher 4 Ohm hat, auch nicht bei maximaler Aussteuerung.

Der Teiler 220 / 15 ist für einen maximalen Strom von 2,5mA an der Basis von T5 ausgelegt. 9,55A / 235 = 40mA gegenüber dem R18. Am Basispunkt von T5 sind dann 40 / 235 x 15 = 2,5mA.

Die Wortwahl zeigt mir die Verwirrung zwischen Strom und Spannung. Es gibt keinen Strom "an" der Basis von T5, höchstens "durch" die Basis, bzw. in sie hinein. Für unsere Betrachtung hat das aber keinen Sinn, weil wir eher dran interessiert sind, wann T5 anfängt "aufzumachen", und das ist bei vernachlässigbar kleinem Basisstrom und bei etwa 0,6V zwischen Basis und Emitter der Fall. Interessant ist also die Spannung an der Basis, und daher die Spannungsteilung von R16/R14. Da die Beiden in Reihe liegen, fließt natürlich auch ein Strom durch sie hindurch, aber er fließt an T5 vorbei. Weil R14 zwischen Basis und Emitter von T5 liegt, ist die Spannung an ihm gleich der Basis-Emitter-Spannung von T5, und bei 0,6V ist daher der Strom durch R14 gleich 40mA. Der gleiche Strom fließt durch R16 und erzeugt dort einen Spannungsabfall von 8,8V.

Wo sind wir da jetzt nicht konform?

Im Ergebnis sind wir konform, in der Rechnung nicht.

Das die Werte von 1R zu groß sind, dürfte klar sein. Der R16 ist für eine Begrenzung auch zu groß. Davon abgesehen, diese Schaltung hab ich mal nachgebaut - ein messen ist deshalb möglich.

Du hast die Schaltung aufgebaut rumliegen? Wasn Zufall! Ich habe die Schaltung als Grundlage für ein paar Kopfnüsse gewählt, weil sie eine gewisse Ähnlichkeit mit der von lionking hat - bis auf die Dimensionierung. Ich finde, solche einfachen Schaltungen geben prima Studienobjekte ab. Außerdem kann man daran sehen daß man gut daran tut, auf eine Schaltung, die jemand anderes entwickelt hat, ein kritisches Auge zu schmeißen. Im Internet und auch in Zeitschriften kursiert jede Menge zweifelhaftes Zeug.

"Habe Mut, Dich Deines eigenen Verstandes und Taschenrechners zu bedienen" Immanuel Kant 1724-1804