Röhren AMP mit 2 x EL34 und 80 Watt

Pushpull-Betrieb heisst auf deutsch Gegentakt. Und mit zwei EL34 wird dies Gegentakt!

Du sprichst von 80W Ausgangsleistung. Nun müsste man erstens mal wissen, was die Netztrafos können, also welche Spannungen da zur Verfügung stehen und welche Ströme. Miss also mal die Netztrafos aus.

Dann sagst Du, dass die Ausgangstrafos Kern 102b haben. Vergleiche ich dies mit den Angaben im Netz mit Ritter-Trafos so ist bei diesem Kern bei einem Frequenzgang von 16Hz -0.1dB 25W möglich, bei 17Hz und -2dB 50W und bei 25Hz -3dB 110W. Ich würde daher diesen Trafos nicht mehr als 50W abverlangen.

Und gehe ich von Deiner Angabe Raa 7.9k aus, so müssten etwa 70W bei rund 700V Ub möglich sein.

Wenn ich Dich recht interpretiere sind die beiden Primäranschlüsse nicht symmetrisch zum Speiseanschluss und scheiden somit als Ultralinear-Anzapfung aus (sind üblicherweise bei 25 bis 40%)

Um nun eine komplette Schaltung zu entwickeln müsste man folglich noch etwas mehr über die Ausgangstrafos wissen und vor allem mehr über die Netztrafos.
Alternativ (je nach Netzteil) wäre auch etaws mit 2 KT66 möglich (ca. 50W)

Hallo Richi44, danke für Deine Antwort.

Zum Thema Pushpull-Betrieb meinte ich natürlich Ultralinearbetrieb.

Also, der genannte Übertrager sitzt in einigen Dynacordgeräten (z. B. Eminent II, Favorit II). Die Sinusleistung wird bei diesen Geräten mit 80 Watt angegeben.

Der Netztrafo dürfte auch kein Problem darstellen. Bei entsprechender Beschaltung liefert dieser nach der Gleichrichtung 780V für die Anodenspannung und 420 V für Phasenumkehrstufe. Das Ganze bei 500mA Sicherungen abgesichert. Die 60V negative Gittervorspannung sollte auch nicht vergessen werden. Alles in Allem wäre ich im Hinblick auf die Trafos voll ausgestattet.

Interessant wäre zu Wissen, ob sich der Übertrager für den Ultralinear Betrieb eignet.
Nach meiner Rechnung würde ich bei einer Induktivität von 1,3H zu 8,4H ein Windungsverhältnis von ca 31% haben. Somit wäre rein theoretisch die Anzapfung für das Schirmgitter hier möglich. Die Frage die sich stellt, macht das einen Sinn ?

Gruß
Chaplin2009

chaplin2009 schrieb:

... Also, der genannte Übertrager sitzt in einigen Dynacordgeräten (z. B. Eminent II, Favorit II). Die Sinusleistung wird bei diesen Geräten mit 80 Watt angegeben. .... Interessant wäre zu Wissen, ob sich der Übertrager für den Ultralinear Betrieb eignet. Nach meiner Rechnung würde ich bei einer Induktivität von 1,3H zu 8,4H ein Windungsverhältnis von ca 31% haben. Somit wäre rein theoretisch die Anzapfung für das Schirmgitter hier möglich. Die Frage die sich stellt, macht das einen Sinn ? Gruß Chaplin2009

Hallo,

also in den Schaltplänen des Eminent2 im Netz ist nichts von UL-Anzapfungen zu sehen.
Die Induktivität bringt dich nicht weiter.
Einfach zwischen den Anodenanschlüssen mal eine kleine
Wechselspannung anlegen und die anderen Anschlüsse messen.
Dann aus den Messwerten die Übersetzung berechnen.

mfg

@ FLT
es ist schon möglich, das Übersetzungsverhältnis über die Induktivität zu errechnen, aber Dein Vorschlag ist so simpel, dass man erst mal drauf kommen muß (werde ich machen).

In den Unterlagen sind die zusätzlichen Anschlüsse des AÜ nicht aufgeführt, aber es ist so. Vermutlich wurden die zusätzlichen Anschlüsse bei der Fertigung des AÜ für verschachtelte Wicklungsweise benötigt.

Gruß
Chaplin2009

Betrachtet man die Kennlinienschar einer JJ KT88
http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/163/k/KT88.pdf
so fällt auf, dass sich diese bei Ultralinear triodenähnlich verhalten. Das ist auch logisch. Will man eine Pentode als Triode betreiben, so verbindet man Schirmgitter und Anode. Bei Ultralinear ist es eine "Verbindung" mit lediglich rund 40% Anteil.
Nun wissen wir, dass die Triode im Wesentlichen einen deutlich kleineren Ri besitzt als die Pentode. Dies hat bei ungegengekoppelten Verstärkern einen Sinn. Oder auf die Pentode bezogen ist der Betrieb des Schirmgitters an einer Trafo-Anzapfung eine Gegenkopplung und diese senkt den Ri.
Tatsache ist aber, dass die Ausgangsleistung bei Trioden deutlich geringer ist als bei Pentoden. Ausserdem benötigt die Triode (und damit auch die Ultralinearschaltung) eine höhere Gitter-Wechselspannung.

Ultralinear war in erster Linie ein Werbegag. Verwendet man nämlich eine ganz normale Gegenkopplung von der Trafo-Sekundärseite, so bekommt man ebenfalls einen tieferen Ri und einen kleineren Klirr, dies aber ohne Leistungseinbusse und ohne höhere Gitter-Wechselspannung an den Endröhren. Dass in beiden Fällen die Gesamtverstärkung kleiner wird ist kein Problem, da ja bei vernünftigen Schaltungen meist genügend Verstärkung vorhanden ist.

Zu Deiner ursprünglichen Frage:
Ich würde allenfalls die ECC81 durch eine 6SN7 ersetzen, weil damit eine höhere Betriebsspannung möglich ist bezw. die Endröhrenansteuerung besser zu gewährleisten ist. Die Doppeltriode würde ich als reine Treiberröhre verwenden und die Ansteuerung durch eine ECF80 oder EF86 plus EC92 vornehmen, wobei die Pentode der eigentliche Eingangsverstärker wäre, die Triode die Phasenumkehrstufe.
Nachfolgend die Schaltung
und hier die Stückliste des eigentlichen Verstärkersmit den Varianten der unterschiedlichen Röhren.
Zum Netzteil würde ich die Elko-Prints von Ritter empfehlen http://www.roehrenendstufen.de/ und da die Netzteilplatinen anklicken. Da gibt es Elkos mit Gleichrichter und Sicherung für verschiedene Spannungen.

@ richi44

Das deckt sich mit dem, was ich zu diesem Thema mir erlesen habe und vom Studium noch haften geblieben ist (lang ist es her).

Ich werde in den nächsten Tagen erst mal mit dem Netzteil – Design beginnen und entsprechende Leiterplatten routen.

Deine Endstufenschematic macht einen soliden Eindruck und die vorhandenen Netztrafos liefern die erforderlichen Spannungen.

Gibt es eigentlich Erfahrungen zu dieser Applikation ?

Wenn erste Ergebnisse (Netzteil) vorliegen, werde ich diese posten.

Danke für die freundliche Unterstützung

Gruß
Chaplin2009

chaplin2009 schrieb:

Deine Endstufenschematic macht einen soliden Eindruck

Kein Wunder, Richi ist ja kein 44 jähriger Jüngling, sondern schon über 60.
Wenn er ne elektronische Schaltung zeigt, dann basiert die auf Jahrzenten an beruflicherErfahrung.

Moin!

Ein solches Projekt schwebt mir auch schon ewig vor. Mein Vater hatte so ein ähnliches Ding mal vor ewiger Zeit gebaut. Der Schaltplan dazu wurde mal in der Funkamateur Zeitschrift gezeigt. Da lief er allerdings mit 800V und sollte engeblich 100W schaffen. Als Ausgangsübertrager sollte ein EI130b Kern hinhalten. Genau wegen dieses Kerns hab ich das bisher noch nicht gemacht. Bin noch nicht so richtig fündig geworden nach so einem Kern und da ich Student bin schmeiss ich die Kohle auch ncih so zum Fenster raus.
Wenn Bedarf besteht kann ich den Schaltplan ja vielleicht mal scannen? Eine Vorstufe war glaube nicht dabei, nur die Phasenumkehrstufe mit ECC81.

Wünsch dir sonst gutes gelingen....werde hier fleissig mitlesen.

Gruß Manuel

@injen
Hallo und danke für die Info. Ich eagle gerade das Netzteil. Es soll vom Design zum Dynacord - Trafo passen, um die entsprechenden Anschlüsse zu nutzen. Endstufenpläne habe ich genügend, ich werde aber eine der von richi44 vorgeschlgenen Versionen in die nähere Auswahl ziehen (sein Einverständnis vorrausgesetzt).

Das Netzteil-Design werde ich demnächst posten.

Gruß
chaplin2009

Hallo,

hier nun wie angekündigt,der Netzteilschaltplan zum geplanten EL-34-AMP.



Ich bitte um entsprechende Kritik, oder auch Anregungen zu diesem Thema.
Mit dem Routen des Layout werde in der nächsten Woche beginnen.



Gruß
Chaplin2009

Moin!

Wollte nur 2 Fragen loswerden:
1. Wofür ist UB? (40V, unten links)
2. Hast du die Gleichrichterbrücken so übernommen? Habe das schon öfter gesehen mit einem C über der Diode (wegen HF und Sperrzeit!?) aber mich würde mal interessieren wie man da auf 100nF kommt. Erscheint mir etwas groß.

Gruß Manuel

@ injen

zu 1.
Wie bereits beschrieben passe, ich das Netzteilboard an den vorhandenen Dynacordtrafo an. Dieser hat noch eine zusätzliche Wicklung (46V AC). Diese Spannung wurde für die Transistorvorstufen benötigt. Ob ich das später beim Layout berücksichtige ist noch unklar, deshalb habe ich diesen Schaltungsteil als OPTIONAL bezeichnet.

zu 2.
Diese Maßnahme hilft gegen die Spikes (Schaltgeräusche der Dioden). Die Kondensatoren über den Dioden schließen diese kurz. Die gewählten 100nF sind Erfahrungswerte und haben sich bislang als nützlich erwiesen. Kleinere Werte bis zu 4,7nF sind gängige Praxis.

Gruß
Chaplin2009

richi44 schrieb:

Ultralinear war in erster Linie ein Werbegag. Verwendet man nämlich eine ganz normale Gegenkopplung von der Trafo-Sekundärseite, so bekommt man ebenfalls einen tieferen Ri und einen kleineren Klirr, dies aber ohne Leistungseinbusse und ohne höhere Gitter-Wechselspannung an den Endröhren. Dass in beiden Fällen die Gesamtverstärkung kleiner wird ist kein Problem, da ja bei vernünftigen Schaltungen meist genügend Verstärkung vorhanden ist.

Hallo,

was ist mit Gegenkopplung von der Endröhrenanode auf die
jeweilige Treiberkatode? Nach Diciol und Ratheiser verringert
das ebenfalls den Ri der Endröhren.

Bei Diciol finden sich sogar Schaltpläne mit einer
"Gegentakt-Gegenkopplungswicklung" die in die Treiberkatoden einkoppelt.

mfg

Hallo,

es folgt hier der Schaltplan zum EL-34-AMP-P80 nach Vorschlägen von richi44. Der Übertrager wurde nicht eingezeichnet, da er nicht auf dem Board platziert wird. Er wird beim E-Plan der Baugruppen später berücksichtigt.



Beim Netzteilboard haben sich noch einigen Änderungen ergeben:

1.Einige Anschlussbezeichnungen wurden geändert. (Anpassung an den Endstufenplan).
2.Anschluss U400 liegt am Netz R3 / C22.
3.12V Z Diode zwischen Gate und Source T1 eingeführt.
4.Optionaler Schaltungsteil UB-40V+ entfällt.

Auch hier bitte ich um entsprechende Kritik, oder auch Anregungen zu diesem Thema.
Mit dem Routen des Layout werde ich in der nächsten Woche beginnen.

Gruß
Chaplin2009

Prinzipiell verringert jede Gegenkopplung vom Ausgang zurück auf eine Röhrenstufe den Ri und den Klirr.

So eine Gegenkopplung entsteht bei Ultralinear durch die Steuerwirkung des Schirmgitters, denn wenn dessen Spannung verändert wird, verändert sich der Anodenstrom.

Man kann auch (was unsinnig wäre) eine separate Wicklung am Ausgangstrafo vorsehen und die Endröhrenkatoden damit ansteuern. Dumm dabei ist, dass die Gitter-Wechselspannung der Endröhre um diese Steuerspannung erhöht werden muss und dass ausserdem die effektive Uak verringert werden kann. Man bekommt dann ein echtes Problem mit der Treiberstufe und holt sich dort einiges an Klirr "ins Haus".

Im Grunde ist bei meiner Schaltung alles in den Funktionen sauber getrennt. Da ist zunächst die eigentliche Spannungsverstärkung mit der EF86. Die Gegenkopplung greift an deren Katode an und damit sind sämtliche Röhren innerhalb des rgegengekoppelten Bereichs. Der Klirr aller Stufen wird daher optimal reduziert.

Die EC92 arbeitet mit gleich grossen Anoden- und Katodenwiderständen, sodass bei symmetrischer Belastung ein absolut symmetrisches Signal entsteht. Und da die Verstärkung jeweils 1 ist, ergibt sich auch eine hohe stufeninterne Gegenkopplung.

Die Treiberstufe ist als Differenzverstärker geschaltet und stellt damit eine symmetrische Last dar, sodass die EC92 nicht asymmetrisch werden kann. Und selbst wenn dies der Fall wäre gleicht dies ein Differenzverstärker zumindest teilweise wieder aus. Beide Schaltungen zusammen ergeben jedenfalls eine recht niederohmige Ansteuerung der Endröhren mit optimaler Signalsymmetrie.

Natürlich kann man eine Schaltung auch anders aufbauen, z.B. mit Gegenkopplungen von den Endröhrenanoden auf deren Steuergitter. Dies führt aber wiederum zu einer höheren Endröhren-Gitterwechselspannung und damit zu Problemen mit der Treiberstufe. Ausserdem sind nur die Endröhren gegengekoppelt, nicht aber die übrigen Stufen und somit ist Röhrenalterung ein Thema, weil diese nicht kompensiert wird.

Und noch ein Wort zur Gegenkopplung, im Zusammenhang mit dem Netzteil:
Die Anodenspannung der Endröhren ist bezüglich Brumm nicht sonderlich kritisch, die Schirmgitterspannung jedoch schon. Jetzt haben wir beim Netzteil zwei weitgehend ähnliche Spannungsquellen, die in Serie liegen. Der Anodenstrom wird somit sowohl von der 420V-Schaltung als auch von den 330V geliefert. Zusätzlich ist der 420V Teil noch mit den Vorstufen und Treibern sowie den Endröhren-Schirmgittern belastet. Dieser Teil liefert folglich mehr Strom und brummt daher stärker.
Haben wir nur eine lokale Endröhren-Gegenkopplung, so ist diese schon vom Prinzip her nur schwach, weil sonst die Treiber-Wechselspannung viel zu hoch sein müsste. Damit kann der Brumm der Schirmgitter-Versorgung nicht kompensiert werden.
Macht man aber eine Über-Alles-Gegenkopplung, so wird auch der Restbrumm verringert, weil er in die gegenzukoppelnde Schaltung einwirkt und daher ebenfalls reduziert wird.

Und noch ein Wort zum Netzteil: Du hast da eine 65V Wicklung, welche die -60V liefern soll. Ohne Last (und ohne Netz-Überspannung!) wäre die Gleichspannung aber -92V. Erstens erscheint mir da die Elko-Spannungsfestigkeit von 100V recht mager und zweitens hängt die tatsächliche Spannung vom Strom der Gitterversorgung ab. Dieser Strom liegt bei rund 0,4mA und somit sind da nicht 60V vorhanden, sondern etwa 90V. Du müsstest also statt der 4,7k rund 80k einsetzen! Oder dann kommt da halt eine Zenerdiode hin, welche die Spannung auf die geforderten rund 60V begrenzt.
Genau so unsinnig ist die Spannungsangabe bei dem als Option bezeichneten Teil.

@ richi

Du hast Recht. Abgesehen von der Tatsache, dass es nicht 65V AC sondern 60V AC waren, macht es keinen Sinn die 60V Wicklung zu verwenden. Da ich den optionalen Teil eh wegfallen lasse, bietet sich hier die 45V Wicklung an und wenn ich richtig gerechnet habe stimmt es jetzt.

Danke und Gruß
chaplin2009

Hier noch die geänderte Version (V1B) des Netzteils.



Gruß
chaplin2009

richi44 schrieb:

Man kann auch (was unsinnig wäre) eine separate Wicklung am Ausgangstrafo vorsehen und die Endröhrenkatoden damit ansteuern. Dumm dabei ist, dass die Gitter-Wechselspannung der Endröhre um diese Steuerspannung erhöht werden muss und dass ausserdem die effektive Uak verringert werden kann. Man bekommt dann ein echtes Problem mit der Treiberstufe und holt sich dort einiges an Klirr "ins Haus".

Bei einem gewissen Frank McIntosh scheint das aber ganz gut
funktioniert zu haben...

mfg

Du hast in Deinem Beitrag 14 geschrieben, dass da eine Gegenkopplungswicklung in die Treiberkatode einkoppelt, ich habe von einer Einkopplung in die Endröhrenkatode geschrieben und das ist ein Unterschied!!
Die EL34 braucht eine Spitzen-Spitzenspannung von 78V am Steuergitter. Mit einer Katodengegenkopplung von 6dB wird an dieser ebenfalls 78VSS eingespeist. Damit muss die Ansteuerspannung 156VSS sein, um die gleiche Ausgangsleistung zu erzielen. Und das selbst für eine 6SN7 nicht mehr klirrfrei zu schaffen!
Geht die Gegenkopplung aber in die Treiberkatode, so ist dort die Spannung um etwa Faktor 10 geringer, sodass die vorgeschaltete Phasenkehrröhre das Signal (7,8VSS) problemlos liefern kann. Und selbst bei einer Treibergegenkopplung von 10dB (ergibt dann eine Ansteuerspannung der Phasenröhre von 24.7VSS) schafft das die Phasenröhre noch.

In meiner Schaltung habe ich aber die Treiberröhre wie vorher erklärt als Differenzverstärker geschaltet, um die höchst mögliche Signalsymmetrie zu erhalten. Und beim Diff-Amp ist es Voraussetzung, dass die Katoden unmittelbar parallel liegen. Da darf kein Widerstand oder sonstiges Zeug dazwischen sein. Ein Gleichtaktsignal auf den Katoden wird einerseits nicht verstärkt, sondern abgeschwächt und liegt zweitens wieder als Gleichtaktsignal an den Endröhrengittern an, was den Ausgangstrafo belastet, aber kein Ausgangssignal an den Lautsprecher liefert.
Wenn wir aber zwei getrennte Signale in die Katoden einkoppeln, funktioniert die Schaltung nicht mehr als Diff-Amp und ist daher witzlos.

Aber wie gesagt gibt es viele Möglichkeiten, einen Verstärker zu entwerfen. Man könnte sich z.B. vorstellen, ein Studiogerät als Treiber zu verwenden, welches niederohmig und symmetrisch die Endstufe antreibt. Da könnte man auf eine Phasenkehrröhre verzichten und u.U. auch auf die Treiber. Eventuell wäre dann halt ein Zwischenübertrager nötig, welcher die Spannungsanpassung übernimmt...
Generell gilt, dass ein kleiner Ri und ein geringer Klirr nur mit einer Gegenkopplung zu erreichen sind. Und eine Gegenkopplung reduziert immer die Verstärkung. Diese kann man nun auf verschiedene Art einbauen. Aber schauen wir uns einfach mal meinen Verstärker an und überlegen mal ein bisschen...

Wir haben die EL34 und diese braucht nach Röhrenbüchlein -39V Ug. Wenn wir die Röhre bis Null aussteuern wollen, so können wir dem Gitter eine maximale positive Signalspannung von 39V zuführen. Das hebt die negative Gitterspannung auf und ergibt somit momentan 0V. Da die Ansteuerung symmetrisch sein wird, geht sie bis -39V. Dies addiert mit der festen Vorspannung ergibt -78V am Gitter und die Treiberstufe muss folglich eine Sprechspannung von 78VSS liefern. Nehmen wir eine Verstärkung von 16 für die Treiberstufe, so wäre deren Gitter-Sprechspannung 4.875VSS oder rund 1.7V eff.
Schalten wir vor den Treiber die Phasenröhre, so wird bei einer Verstärkung von 1 die Gitterspannung an der Phasenröhre auch 1.7V sein. Das bedeutet, dass wir die Endstufe eigentlich mit einem CDP voll aussteuern könnten. Wir hätten dann aber keine "Luft", eine Gegenkopplung einzubauen und damit einen hohen Klirr von über 5% und einen Ri der Endstufe von rund 3xRa, also z.B. 24 Ohm am 8 Ohm-Trafoanschluss. Das ergibt einen Dämpfungsfaktor von rund 0.3 und ist damit völlig unbrauchbar!!

Jetzt könnten wir statt der 6SN7 eine ECC81 verwenden. Diese käme auf eine etwa 3 mal so hohe Verstärkung, sodass wir eine Gegenkopplung von 10dB einsetzen könnten. Damit würde der Dämpfungsfaktor auf etwa 3 ansteigen und der Klirr auf knappe 2% reduziert. Dies alles ist aber noch nicht wirklich berauschend.
Wenn wir statt der ECC81 die 6SN7 drin lassen, dafür aber eine eigentliche Verstärkerstufe vorschalten, so könnten wir deren Verstärkung, die wir ja eigentlich nicht brauchen für die Gegenkopplung verwenden. Das habe ich in meiner Schaltung so gemacht. Dadurch, dass die Eingangsspannung der Phasendrehröhre bereits relativ gering ist muss die Vorverstärkerröhre nicht viel Pegel bringen und klirrt damit schon mal wenig. Andererseits ist sie in die Gegenkopplung eingebunden und ihre Fehler werden ebenfalls kompensiert. Und so wie die Schaltung berechnet ist (V der EF86 ca. 200) kommen wir bei einer Eingangsspannung von etwa 0,5V für 80W auf eine Gegenkopplung von 40dB und damit auf einen Klirr von etwa 0,1% und einen Dämpfungsfaktor von >100
Würden wir die Gegenkopplung auf die Treiberröhre zurückführen (6dB), so bekämen wir mit der EF86 am Eingang (ohne Gegenkopplung dieser Stufe) allein aus deren Schaltung einen Klirr von über 5% und dazu nochmals 2.5% der Endstufe.
Bauen wir aber die Schaltung wie gezeichnet auf, kommen wir auf einen Klirr von total 0,1% bei genau gleichem technischem Aufwand.
Es führen bekanntlich viele Wege nach Rom. Die Frage ist nun, ob man um alles in der Welt einen neuen Weg finden muss, der durch Dornen führt, wenn man auf bewährte Pfade zurückgreifen kann, die bekanntermassen zum Ziel führen.
Zugegeben, eine kräftige Gegenkopplung kann bei mangelhaften Ausgangstrafos zu Schwingneigung führen. Dies passiert nicht, wenn man auf die Gegenkopplung verzichtet. Dann ist die Schwingneigung gering, dafür der Klirr hoch...

@ all

Inzwischen ist das Routing des Netzteilboards abgeschlossen. Alle Bauteile konnten auf einer Platte 100x160 mm doppelseitig, platziert werden. Die „großen“ Elkos wurden so platziert, dass sie, je nach Bedarf, auf dem Top- oder Bottom-Layer eingestzt werden können. Die Verbindung zum Trafo erfolgt mittels Steckerleisten, die Anschlüsse zur Endstufe werden durch Löt-Terminals hergestellt.



Mit dem Endstufenboard habe ich bereits begonnen, ich muss aber noch auf einige Fassungen warten, um ggf. Bauteilpads anzupassen.

Grob geschätzt passt auch die Endstufe auf eine 100x160 mm Platte. Somit würde der Stereoblock insgesamt 4 Boards benötigen.

@ richi44

Nach weiteren Studien und Deinem letzten Kommentar @ FLT, habe ich mich für den Einsatz der 6SN7 entschieden. Die Vorteile, die man hier erreicht, sollten nicht außer Acht gelassen werden. Ferner macht dieses Teil optisch etwas mehr her, als die ECC81 (das Auge hört mit).

Bis bald
chaplin2009

@ all

Hier wie angekündigt, der vorläufige Bestückungsaufdruck der Endstufenleiterplatte. Das Routing ist zwar abgeschlossen, aber ich warte noch auf einige Bauteile (u.a. auf die Fassungen). Bevor ich die Platte zur Fertigung freigebe, möchte ich prüfen, ob alles wie vorgesehen passt.



Die Platte selbst, 2-lagig, Abmessung: 100mm x 160mm.

Bei der Entwicklung der Platte habe ich mich für eine gemischte Bauweise (THT und SMD) entschieden. Alle Widerstände bis 1 Watt sind in MiniMelf 0207 Metallfilm 1 %, darüber halt bedrahtete Ausführung 1% Metallfilm. ELKOs in 105C und Low ESR, Kondensatoren von WIMA MKS. Die Röhren wurden auf dem Bottom Layer platziert.

Ein kleines Problem gibt es beim 249 Ohm /2 Watt Widerstand. Hier musste ich jetzt 4 Stück verdrahten. Evtl. findet sich da noch eine Lösung.

Gruß
Chaplin2009

Einfach daran denken, dass Röhren sehr heiss werden. Die beiden EL34 stehen mir fast etwas zu dicht. Und generell würde ich normale Oktalfassungen mit Drähten anschliessen und nicht auf den Print löten.

@richi

Danke noch einmal an dieser Stelle, für die Unterstützung bei diesem Projekt. Inzwischen entwickelt sich bei der Angelegenheit eine Art von ausartender Eigendynamik. Von der ursprünglichen Fragestellung „Was mache ich mit 2 Ausgangsübertragern ?“ ist nun handfeste Arbeit entstanden. Um für die Leiterplattenherstellung ein Fertigungsnutzen zu füllen, wurde noch ein VU-Board mit 2 Stück EM84, ein Board für die Aufnahme eines ALPS- Regler und ein Board für die Aufnahme von 2 Cinchbuchsen entworfen. Alle Einheiten lassen sich über Molex – Stecker mit den Endstufen und Netzteilen verbinden. Die Signalnalführung und Stronversorgung ist komplett für 2 Knäle getrennt ausgeführt.

Die Pläne werden nachgereicht.

Den Abstand der Endröhren habe ich noch etwas vergrößern können (61mm). Eine Point-To-Point Verdrahtung wollte ich vermeiden. Viele Verstärker aus den 70ern, die ich in den Händen hatte, waren bereits Printverdrahtet und laufen heute noch recht gut. Ich habe die Lötpads entsprechend angepasst.

Leider fehlen immer noch Bauteile und so kann ich die Leiterplatten noch nicht zur Fertigung freigeben. Für Anregungen und Kritik ist noch Zeit und Platz.

Gruß
Chaplin2009

@all

Inzwischen sind alle Bauteile eingetroffen und die Leiterplatten wurden jetzt zur Fertigung frei gegeben.

Beim Netzteil und der Endstufe haben sich noch einige kleine Änderungen ergeben. Diese werden nachgereicht, wenn die Leiterplatten eingetroffen sind.

Hier noch der Nachtrag zum VU- Meter mit 2 Stück EM84.





Die Platte beinhaltet ferner die Aufnahme des Lautstärken Poti (Type ALPS). Die EM84 wurde 2x komplett getrennt aufgebaut. Dies betrifft UB, GND, Heizkreis und NF-Signal. Der Anschluß erfolgt durch Molex - Steckverbinder.

Grüße
chaplin2009

nach Phase 1: Schaltungs Design und Phase 2: Materialbeschaffung, ist nun Phase 3 erreicht.

Letzten Freitag sind die Leiterplatten eingetroffen.

Phase 3: Aufbau

Leiterplattensatz komplett für 2 Kanäle:


Gruß
chaplin2009

Die Fortsetzung der Phase3:

Bestückung und Inbetriebnahme der Netzteilplatte. Fazit: keine Probleme, Funktion OK.

Bestückung und Inbetriebnahme der Endstufenplatte wie folgt:

Nach dem Bestücken erfolgte der Anschluss ans Netzteil ohne eingesetzte Röhren. Spannungen wurden so weit wie möglich kontrolliert, alles OK.
Die Röhre EF86 eingesetzt und Spannungen / Signale geprüft, alles OK.
EC92 eingesetzt und Spannungen / Signale geprüft, leider NICHT OK.

Eine Prüfung der Spannung ergab, dass an der Anode die vollen 300V standen. Die Stufe zog also keinen Strom. Ein Blick ins Schaltbild ergab, dass R9 mit 330K angegeben war. Dieser Wert war augenscheinlich zu hoch und wurde gegen 330R ausgetauscht. Nach erneutem Einschalten war alles so wie es sein soll. Nun wurde die 6SN7 eingesetzt. Auch diese Stufe arbeitete einwandfrei.

Einsatz der E34L (gematchtes Paar) !!!

Anschluss einer resistiven Last (8R/100W) an den AÜ, Ruhestrom einstellen und Messen.

Der erste Eindruck: Alles OK.

Nach Einspeisen der NF (1kHz)) war auf dem Scope ein zusätzliches Signal auf dem 1kHz Sinus erkennbar (ca 500kHz). Diese Störsignal war immer auf dem Dach des Nutzsignals zu sehen und war von der Höhe der Amplitude abhängig. Nach Hinzufügen eines 100pF Kondensators an Gitter 1 der Röhre 2 konnte ich dem Abhilfe schaffen. Ich gehe davon aus, dass diese ungewünschte HF auf den gegenwärtigen Aufbau zurückzuführen ist. Auf jeden Fall werde ich dies im Auge behalten.

Der Finale Test mit Lautsprecher (Werkstattmonitor EV S80) war für mich beeindruckend. Die frei verdrahtete Stufe war ohne Signal absolut ruhig. Kein Brummen, rauschen oder ähnliches war zur vermerken. Erst nach entsprechender Betätigung des LS-Poti war ein Ton hörbar. In diesem Fall Craig David mit Seven Days.

Ich werde in den nächsten Tagen mein DAAS-Meßsystem reaktivieren um Phasenverlauf, Klirren und Bandbreite usw. zu Messen.

Hier noch die durchgeführten Änderung zu den Schaltplänen:

Netzteilboard: R3 (vorher 2.2K) auf 1K geändert.

Endstufenboard: R9 auf 330R (korrekter Wert) geändert. 100pF an G1 Rö2 gegen GND (optional)
R18 (220K) muss auf 190K – 200K verkleinert werden, da sich der Trimmer auf Anschlag befindet.

Aktuelles Schaltbild zur Endstufe mit Spannungsangaben:


Hier D.U.T.

@richi44

Nach einigen Tests und Messungen an ohmscher Last sowie an Lautsprechern ist ein mir zur Zeit nicht einzugrenzendes Problem aufgetreten.

Ab ca 50% Aussteuerung der Stufe tritt ein niedefrequentes Pulsen (ca 5Hz) des Amps auf. Diese Schwingung ist sehr deutlich am Lautsprecher zu sehen ( Bewegung der Membrane). Auf dem Scope ist deutlich zu sehen, wie das Signal im Takt um die Null-Linie schwebt.

Für Tip wäre ich dankbar.

Gruß
chaplin 2009

Bevor ich Dein Problem betrachte mein Eindruck zu Deinem Schaltbild: Du hast am Eingang eine EF86 mit einem Ra von 220k. Der Ri der EF liegt bei über 1M, sodass der massgebende Ri bei rund 200k sein dürfte. Wenn Du nun die optionellen 100p (C16) einbaust, so ergibt dies eine Fg von rund 8kHz. Natürlich wird dies durch die Gegenkopplung aufgefangen, aber dann wirkt die Gegenkopplung bei diesen Frequenzen nicht mehr und der Ri des Ausgangs steigt, der Dämpfungsfaktor bei Frequenzen über etwa 5kHz beginnt zu fallen. Das darf natürlich nicht sein. Wenn Du also Schwingprobleme hast, die Du mit diesen 100p bekämpfen musst, dann solltest Du erst deren Ursache suchen und finden.

Jetzt zu Deinem Problem mit dem "Punpen": Wenn Du einen Klasse B- Röhrenverstärker hast und einen normalen Ausgangstrafo mit einer Grenzfrequenz von z.B. 20Hz, so kann ein tieffrequentes Signal genügen, der Röhre einen höheren Strom abzuverlangen. Dies, weil der Trafo in die Sättigung gerät und damit zwar ein Strom fliesst, aber eigentlich kein Ausgangssignal generiert wird. Und weil dieses Ausgangssignal fehlt, wird durch die Gegenkopplung auch das Signal nicht reduziert, es kommt also zu einer "hoffnungslosen" Übersteuerung. Und weil jetzt der Anoden- und Schirmgitterstrom sich überproportional ändert, ändert sich auch die Versorgungsspannung. Der Schirmgitterstrom der Endröhre "saugt" also den entsprechenden Elko aus, was etwas verzögert vor sich geht. Damit sinkt die Schirmgitterspannung und der Schirmgitterstrom nimmt wieder ab. Das würde in sich eigentlich stabilisierend wirken, wenn nicht am gleichen Punkt auch die Anodenspannung der Treiberröhre angeschlossen wäre.
Sinkt der Schirmgitterstrom der Endröhre, so steigt deren Spannung und damit die Spannung der Treiberröhre und damit die Steuergitterspannung der Endröhre und damit steigt der Anodenstrom und der Schirmgitterstrom.
Kurz, über diese Verkopplung kommt es zu besagtem Pumpen, dessen Frequenz vor allem von der Grösse der Siebelkos UND der Grösse der Koppel-C (C8, C9) abhängt. Wenn der Ausgangstrafo also eher "schmalbrüstig" ist, dafür aber das Koppel-C für diese Grenzfrequenz des Trafos viel zu gross, so kommt es zur Übersteuerung und wenn die Vorstufe an der selben Speisung hängt wie das Schirmgitter (oder die Siebung etwas knapp ist), kommt es zu diesem Pumpen.

Abhilfe: Zuerst mal die Gegenkopplung versuchsweise entfernen. Dann kann es schon weg sein.
Dann die Koppel-C verkleinern auf eine Fg von maximal 10Hz, besser auf 20Hz (macht jeweils maximal 33nF!), dann die Gegenkopplung wieder anschliessen und mal probieren. Und wenn es nicht reicht, die Speisung der Treiberröhre, der EC92 und der EF86 vollständig von der Schirmgitterspannungsversorgung abtrennen (ich habe im Moment keine Zeichnung Deines Netzteils zur Hand).
Am Schluss muss die Gegenkopplung natürlich wieder dran sein und die Fg der Koppel-C sollte bei 10 bis 15Hz liegen. Ausserdem sollten die Gitterableitwiderstände von 330k wechselspannungsmässig nicht irgendwo in der Luft hängen, wie sie es jetzt tun (sind nur über das Symm-Pot und R26 mit Masse verbunden, müssen am Symm-Pot mit Kondensatoren 0,47y jeweils gegen Masse geführt sein!).

Man darf nicht vergessen, dass Röhren, vorab Trioden nicht so tolerant sind wie Transistoren und Spannungsschwankungen weiter geben. Ausserdem darf man die Induktivität eines Ausgangstrafos nicht überschätzen, da ist schnell mal nur noch Draht. Und letztlich sollte der Ausgangstrafo besser sein als der Rest der Schaltung. Dann erlebt man keine derartigen Überraschungen.

Viel Glück

@richi44
Danke für Deine rasche Antwort.

Ich habe die beiden Kondensatoren (2x 0,47uF) wie vorgeschlagen am Sym-Pot gegen GND eingesetzt. Die beiden Koppel-Cs habe ich auf 68nF verkleinert, der optionale 100pF befindet sich gegenwärtig NICHT in der Schaltung.

Leider kein Erfolg.

Der AMP pumpt (ca 2Hz) auch bei kurzgeschlossenen Eingang).
Hinzu kommt eine extreme hochfrequente Schwingneigung.

Ferner habe ich das Gefühl, um so kleiner die Koppel-Cs um so größer die Schwingneigung und das Pumpen.

Erst wenn ich die Gegenkopplung trenne läuft das ganze ohne Probleme. Ich habe das Gefühl, dass hier etwas mit der Gegnkopplung in Verbindung mit dem AÜ nicht stimmt oder der AÜ nicht ok ist.

Momentan bin ich etwas ratlos !

Gruß
chaplin2009

Wenn R19 und 22 so drin sind wie gezeichnet, so sind sie falsch. Die gehören wie alle Schwingschutzwiderstände unmittelbar an den Röhrensockel! Der Gitterableitwiderstand kommt früher.
Weiter habe ich gesehen, dass auf dem Print 3 und 6 der EL34 verbunden sind. Zwar ist 6 laut Datenblatt nicht angeschlossen, aber es ist nicht garantiert! An Röhren gehören nur jene Pins angeschlossen, die auch wirklich als solche bezeichnet sind, andere "freie" können schon mal als interner Stützpunkt verwendet sein.

Und letztlich sind Röhrenschaltungen relativ hochohmig, da sind Prints immer so eine Sache... Ohne Erfahrung und ohne Berücksichtigung der Schaltungskapazitäten kann es da schnell mal mit einem "Selbstschwinger" enden statt mit einem Verstärker. Gerade Zwei-Layer-Ausführungen haben da Kreuzungen, die nicht unbedingt im Layout in sachen Rückkopplung berücksichtigt wurden!
Es ist jedenfalls nicht möglich, aus den jetzt vorliegenden Fotos nachzuvollziehen, ob da kritische Verkopplungen statt finden können.

Weiter ist es ja tatsächlich so, dass die beiden 400V Speisungen ab einem Punkt stammen. Damit ist die Verkopplung des Schirmgitterstroms mit der Treiberröhre gegeben. Versuche mal im Netzteil C21 auf mindestens 330y zu vergrössern, kann sein, dass Du dann Ruhe hast. Oder ein anderer Versuch: R3 und C21 sind für die stabilisierte Speisung und das Schirmgitter der EL34, für die 6SN7 ein weiteres Siebglied ab C20, sodass das Schirmgitter einen kleineren Einfluss hat.

richi44 schrieb:

Weiter habe ich gesehen, dass auf dem Print 3 und 6 der EL34 verbunden sind. Zwar ist 6 laut Datenblatt nicht angeschlossen, aber es ist nicht garantiert! An Röhren gehören nur jene Pins angeschlossen, die auch wirklich als solche bezeichnet sind, andere "freie" können schon mal als interner Stützpunkt verwendet sein.

Zu dem kann ich etwas sagen, Pin 6 ist bei den JJ EL34 nicht vorhanden, d.h es ist kein Stift im Sockel vorhanden.
Aber generell sollte man natürlich vermeiden nicht (oder eben doch) verbundene Pins zu benutzen.

MfG

@richie44
@Guitarman95

Bei der Layouterstellung habe ich mir das Datenblatt der JJ-E34L angesehen und entsprechend den freien PIN genutzt. Vom Grundsatz her gebe ich Euch Recht und werde dies für zukünftige Projekte berücksichtigen.

Die vorgeschlagenen Maßnahmen von richi44 habe ich alle umgesetzt. --- Leider ohne Erfolg ---

Feststellbar ist eindeutig, dass bei kleineren Koppel-Cs das Pumpen zunimmt. Bei 330nF beginnt das Pumpen erst ab 50% der Aussteuerung. Lässt man ihn dann eine kurze Zeit in diesem Zustand, legt sich dann noch eine HF auf das Signal. Erst wenn die Gegenkopplung entfernt wird stopt das Ganze. Ich werde am Wochende das 2. Netzteil aufbauen und die Schirmgitterspannung getrennt einspeisen. Für die gegenwärtigen Test nutze ich zwei alte EL34 (ca 40 Jahre) um meine neuen JJ zu schonen.

So richtig glaube ich aber nicht, dass das gegenwärtige Konzept hier ein Problem darstellt.

Wenn der AMP am Pumpen ist, sind mit dem Scope keine Einbrüche der Betriebsspannungen zu erkennen.

Hier noch die Bilder zum Layout und die geänderte Schematic.

Board

Schematic



Gruß und Dank für die Mithilfe
chaplin2009

Tritt das Pumpen in Stereo auf oder auch bei nur einer Endstufe?

@ richi44

Ich habe zur Zeit nur eine Endstufe in Betrieb genommen. Das 2. Board ist teilbestückt und ich wollte erst mal eine Platte testen um gewonnene Erkenntnisse entsprechend zu übertragen.

Nachzutragen sei noch, dass 2x 470nF an den Enden der Gitterableitwiderstände (330K) gegen GND eingefügt sind.

Gruß
chaplin2009

Im Grunde hatten wir eigentlich schon alles, was mir spontan in den Sinn kommt. Nur so viel:
Das Pumpen ist ein altbekanntes Problem bei Röhrenschaltungen und entsteht z.B. bei alten Netzteilelkos, kurz, immer dann, wenn etwas unstabil ist.

Zum Pumpen kommt es, wenn über die gemeinsame Stromversorgung eine Rückkopplung entsteht, wenn also die Speisung nicht stabil ist. Und unstabil ist sie immer wenn die Elkos etwas nachgeben. Das ist bei Deinem Gerät natürlich nicht der Fall.
Damit es zum Pumpen kommt muss aber auch ein recht hoher Anoden- und Schirmgitterstrom fliessen.

Es gibt noch eine Möglichkeit, dass nämlich eine Verkopplung über eine ungenügende Masse entsteht. Es hängt also stark vom Printlayout ab, ob die Schaltung funktionieren kann oder nicht.

Ein nächster Punkt sind die Verstärkungsverhältnisse. Rechne ich die Schaltung mal durch, so brauchen wir bei einer Gittervorspannung von 39V an der EL34 eine Gitter-Wechselspannung von 2xUg, also 78VSS. Dies sind rund 27.577V eff. Wenn die 6SN7 sauber symmetrisch angesteuert wird (und das ist sie), so kommt sie auf eine Verstärkung von rund 12, also ist die Gitterspannung der Treiberröhre etwa 2.2981V. Das entspricht einer Gitterspannung der EC92 von rund 2.3V Die EF86 hat eine Verstärkung von etwa 150, was einer Eingangsspannung des Gerätes ohne Gegenkopplung von rund 15mV entspricht. Da braucht es keine grossen Spannungsschwankungen, um die ganze Kiste aus dem Gleichgewicht zu bringen.
Mal angenommen, Du hast auf dem Print eine Sternmasse realisiert, so kann dies nur funktionieren, wenn der Sternpunkt absolut fest ist. Ist dieser über ein längeres Kabel mit der Elkomasse des Netzteils verbunden so erzeugen die Endröhrenströme möglicherweise geringe Spannungsabfälle und schon wird die Sache unstabil. Und wie bereits erwähnt ist die Gegenkopplung zusammen mit dem Ausgangstrafo auch nicht der Weisheit letzter Schluss. Durch die Induktivität des Trafos steigt der Röhrenstrom bei extrem tiefen Frequenzen an. Ausserdem führen die Netzteilelkos, die Koppel-C und die Trafo-Induktivität zu Phasendrehungen, welche das ganze irgendwann schwingen lassen. Weil L und C so gross sind und die interne Verstärkung so hoch kann die Sache bei so tiefen Frequenzen schwingen. Entfernen wir die Gegenkopplung, so ist der "Zwang" zur Linearität weg und damit spielt der Strom bei tiefen Frequenzen nicht mehr die gleiche Rolle.

Rechne ich an diesem Ding die Gegenkopplung aus, so gehe ich von einer Nenneingangsspannung von etwa 525mV aus, was einer Gegenkopplung von etwa Faktor 35 entspricht. Üblicherweise wird von einer Gegenkopplung von etwa Faktor 10 ausgegangen (20dB). Je höher die Leerlaufverstärkung, desto grösser muss die Gegenkopplung sein. Also könnte es etwas bringen, wenn die Leerlaufverstärkung reduziert wird. Versuch mal den C6 zu entfernen. Natürlich verschlechtert sich damit der Klirr, aber wenn man keinen Klirr toleriert, darf man keine Röhren verbauen!

Also, kurze Masseverbindung zwischen Elkomasse und Print. Allenfalls die Massen des Prints untereinander verstärken (dicke Kabel parallel löten). C6 entfernen, R6 vergrössern.

@richi44

Deine Lösungsvorschläge habe ich gesamt der Reihe nach umgesetzt. Anschlußkabel auf ein Minimum gekürzt. GND Verbindung Netzteil -> Endstufe Leitungsquerschnitt verdoppelt. Mit Silberdraht (1mm) die GND-Flächen auf der Endstufenplatine verstärkt.

Alle v. g. Maßnahmen: keine Verbesserung

Nun habe ich wie vorgeschlagen den C6 entfernt. R6 habe ich in seinem Wert belassen.

Resultat: kein Pumpen der Endstufe, keine HF auf dem Nutzsignal. Ein leichter Hang zum Pumpen habe ich erst, wenn ich mich dem Bereich der Sättigung nähere. Stellt sich aber sofort nach Rücknahme des Eingangspegel ein.

Die Koppel-Cs (C8,C9) werde ich wohl noch auf 100nF verkleinern.

Vorrangig werde ich mich erst einmal um die Mechanik kümmern (vernünftiger Aufbau auf einem Chassis).
Dann, denke ich, werden auch die Masseverhältnisse geklärt.

Schließlich lief die "Kiste" für eine kurze Zeit (ca 1 Tag) OHNE Probleme.

Gruß
chaplin2009

@richi44

Ich habe in den vergangenen Tagen mit der Ursachenforschung zum Thema Pumpen fortgesetzt.

Deine Anregungen brachten leider keine wesentliche Veränderung. Um nun einen eventuellen Fehler beim Layout auszuschließen habe im Bereich der EF86 (Rö1) bis auf die Heizung, sämtliche Anschlüsse gekappt und eine Point – To – Point Verdrahtung vorgenommen. Ferner habe ich eine 19“ Frontplatte 6HE als Chassis umfunktioniert und die vorhandenen Komponenten darauf integriert, damit die großzügige Verdrahtung als Fehlerquelle ausgeschlossen werden kann.



Auch diese Maßnahme brachte keine Änderung.

Weitere Untersuchungen haben ergeben, dass definitiv ein Verkleinern von C8 / C9 in die falsche Richtung geht (jetzt aktueller Wert 0,33uF).

Nächster Schritt:
Point – To – Point wieder aufgehoben. Entfernen von C6 (470uF), R6 (19K) belassen. Jetzt wurde das Gebilde ruhiger.
Das Pumpen tritt jetzt bei ca 50% der Aussteuerung auf. Auffällig war, dass die Pumpneigung stark von der angeschlossenen Lautsprecherimpedanz abhängig ist. Ich betreibe am 8 Ohm-Ausgang des AÜ eine EV-S80, die ist mit 6 Ohm angegeben. Erst wenn ich die 2. parallel dazuschalte (also nominell 3 Ohm) lässt die Schwingneigung nach.

Gleiches lässt sich auch mit einer schaltbaren resistiven Last (4R/8R) nachvollziehen. Es sollte noch angemerkt werden, dass die Stufe nur bis ca 50% aussteuerbar ist (50Vss).

Ein weiterer Schritt:
R6 (19K) auf 36K vergrößert, C6 ist nicht eingesetzt.

Ergebnis:
Keine Schwingneigung, die Stufe ist bis zur Sättigung aussteuerbar (80Vss an 8 Ohm), keine Sensibilität bei unterschiedlichen Lautsprecherimpedanzen.

Bewertung:
Es hegt sich in mir der Verdacht, dass der ausgewählte AÜ in dieser Applikation nicht die beste Wahl ist !?!?

Zur Erinnerung: Dynacord Trafo DCN307, Raa 7,9K, Nennleistung 80W, Kern M102b, Sekundär 4R, 8R, 16R und 100V Anschluss, Primärinduktivität:29H@100Hz und 67H@1kHz.
Über die Streuinduktivität kann ich keine Aussage treffen, bei meinen Messungen war feststellbar, dass der AÜ ab 20kHz deutlich abfällt.

Nun generiert sich die Option, den AÜ zu ersetzen !!!
Welche Eckdaten sollte ein neuer AÜ haben, um in der vorhandenen Applikation optimal zu arbeiten ???

Und wehr kann so etwas liefern ?

Gruß
Chaplin2009

chaplin2009 schrieb:

Zur Erinnerung: Dynacord Trafo DCN307, Raa 7,9K, Nennleistung 80W, Kern M102b, Sekundär 4R, 8R, 16R und 100V Anschluss, Primärinduktivität:29H@100Hz und 67H@1kHz. Über die Streuinduktivität kann ich keine Aussage treffen, bei meinen Messungen war feststellbar, dass der AÜ ab 20kHz deutlich abfällt. Nun generiert sich die Option, den AÜ zu ersetzen !!! Welche Eckdaten sollte ein neuer AÜ haben, um in der vorhandenen Applikation optimal zu arbeiten ??? Und wehr kann so etwas liefern ? Gruß Chaplin2009

Die EL34 Arbeiten in PP Betrieb bei Ub ca 400V am liebsten mit irgendetwas um 3.4k Raa. Ob das bei der hohen Betriebsspannung immernoch so ist, weiß ich allerdings nicht. Eventuell mal im Datenblatt nachschlagen.

Entsprechende Trafos gibts zB bei Ritter, dort kann man sich sogar AÜs mit eigenen Daten zurechtschneidern lassen.

Alternative, wenn auch nicht das schönste wäre, die hälfte der angegebenen Impedanz zu fahren (zB 4 Ohm an die 8 Ohm Wicklung), dann passt das Übersetzungsverhältniss in etwa.

MfG

Meine Erfahrungen stammen hauptsächlich aus der Reparatur von Röhrengeräten, nicht von der Neukonstruktion. Also ist der Ausgangstrafo vorhanden und die Schaltung hat schon mal funktioniert. Dies ist in Deinem Fall anders, da kann es durchaus andere Gründe für das Pumpen geben.
Laut Datenblatt braucht die El34 bei 800V Betriebsspannung und 400V Schirmgitter eine Last von 11k Raa. Nichts desto trotz sollte eigentlich die Schaltung stabil hinzubekommen sein, wenn die Verstärkung nicht zu hoch und damit die Gegenkopplung nicht zu stark sein muss.
Zum Eisenkern: Bei Ritter gibt es drei verschiedene Klassierungen von Trafos. Für 80W ist so ein Ding mindestens mit dem Kern M102b bestückt.
Die höchste Klasse arbeitet hingegen mit einem Kern von EI 120/82 und entsprechend höherer Induktivität und höherer Verschachtelung. Es könnte durchaus sein, dass mit so einem Ding bessere Chancen bestehen.
Jetzt zur Frage der Kopplungskondensatoren: Im Grunde geht es bei der Reduktion der Kapazität darum, die Grenzfrequenz zu senken und damit den Trafo zu entlasten. Es gibt dabei aber ein Problem: Wen die Gegenkopplung (wie in diesem Fall) mehr als 20dB beträgt, so wirkt sich die Reduktion nicht auf den Frequenzgang aus. Es bringt also nichts. Es kann sogar sein, dass sich die Kondensatoren durch Gitterstrom jeweils aufladen und so eine zusätzliche Unstabilitätergeben. Sind sie grösser, so können sie sich nicht in kurzer Zeit aufladen und damit könnte die Kiste stabiler werden.

In der Praxis kann die Verkleinerung etwas bringen, aber es ist nicht garantiert. Und hier hat es nichts gebracht, im Gegenteil. Da müssen wir also das Pumpen durch verringerte Gegenkopplung und verringerte Verstärkung reduzieren, durch die grossen Koppel-C deren Aufladung verhindern und die Probleme am Ausgangstrafo angehen. Ich an Deiner Stelle würde mir mal die Meinungen von Ausgangstrafo-Gurus einholen, also mal Ritter, Welter und Reinhöfer (röhrentechnik.de) anfragen.

Schön, dass hier wieder etwas Leben in die Runde kommt.

Wenn ich mir das Datenblatt der EL 34 betrachte sieht es doch wie folgt aus:

EL34 push-pull, class B
Ua/Ug2: 425V
Rg2: 1K
Ug1: -38V
Raa: 3.4K

EL34 push-pull, class B
Ua: 800V
Ug2: 400V
Rg2: 750R
Ug1: -39V
Raa: 11K

Somit wäre doch ein AÜ mit Raa 11K die korrekt Wahl ?

Gruß
chaplin2009

Massgebend ist eben auch die Induktivität. Das hat Pelmazo mal beschrieben. Dabei muss man von der Lastimpedanz ausgehen, welche der (übersetzte) Lautsprecher bildet (11k) und der Grenzfrequenz.

Nehmen wir an, wir legen eine Grenzfrequenz von 30Hz fest, so darf, damit der Einfluss des Trafos gering bleibt, Z des Trafos da nicht kleiner als das 10 fache (110k) sein. Das würde einer Induktivität von 58.4H entsprechen. Nun "pumpt" der Verstärker mit etwa 3 Hz, also ist da Z = 11k und damit genau das, was die maximale Leistung fordert.

Jetzt ist es möglich, dass diese 11k bei 3Hz, bezw. die Induktivität von 58H zusammen mit den Netzteilelkos diese 3Hz Resonanzfrequenz ergeben. Das wäre der schlechtest mögliche Fall. Das müsste schwingen und pumpen. Es ist aber auch möglich, dass durch die hohe Verstärkung von rund 30dB bereits eine Spannungsschwankung von weit weniger das Pumpen auslösen kann. Und das haben wir offenbar hier.

Eine "Lösung" bringt ja das Weglassen von C6. Man könnte aber auch versuchen, diesen Kondensator zu verkleinern, auf 4.7 Mikrofarad z.B. Durch das Weglassen sinkt die Leerlaufverstärkung und damit ist für ein Schwingen (Pumpen ist auch nur eine Art voin Schwingung) die Rückkopplung zu gering. Setzen wir da 4.7y ein, so wird die Grenzfrequenz auf 18.8Hz festgelegt. Das bedeutet nicht, dass der Verstärker weniger Bass bringt, denn das gleicht die Gegenkopplung aus, sondern es bedeutet, dass die Leerlaufverstärkung bei dieser Frequenz um 3dB abgenommen hat und damit das tieffrequente Pumpen reduziert wird oder verschwindet. Ideal ist es natürlich, wenn wir solche tiefen Frequenzen schon am Eingang unterbinden und C1 auf höchstens 100n reduzieren, ebenso C3 auf 10n, dafür aber C2 auf 220n vergrössern.
Und ganz wichtig ist (nach Rücksprache mit den erwähnten Trafobauern) einen Trafo mit genügend Induktivität zu verwenden.

Kommt es noch zu hochfrequentem Schwingen, so kann dies an der Eigenresonanz des Trafos liegen, denn dieser bildet aus den Streukapazitäten und Streuinduktivitäten einen Schwingkreis. Man könnte versuchen, von Anode zu Anode einen Widerstand von 5,6k bis 10k mit 680p in Reihe als Boucherot-Glied zu schalten. Dabei muss aber der Kondensator sehr spannungsfest sein, denn da sind Wechselspannungen von 2kV möglich!

@richi44

Danke für Deine Ausdauer zu diesem Thema. Ich habe Deine Lösungsvorschläge mal umgesetzt.
C1 auf 100nF, C2 auf 470nF, C3 belassen, C6 auf 4,7uF, R6 auf 19.1K, von Anode zu Anode 750pF/6kV + 10K.

Nach meinen Berechnungen:
C1(100nF) Fg 5Hz -3dB an Rö1
C3 (10nF) Fg 23Hz -3dB an Rö2 (10nF leider nicht am Lager)

Leider ohne gewünschten Erfolg.
Der Amp pumpt wie beschrieben und auf der positiven Halbwelle ist eine Art hochfrequenter Burst zu sehen.

Also C6 entfernt und R6 auf 27K (Grenze zum schwingen) erhöht.
.
Mit diesem Setup ist die schwache Gegenkopplung deutlich im unteren Frequenzbereich bemerkbar. Der Bass ist nicht mehr so druckvoll und das ganze klingt etwas flach.

Ich werde mich jetzt mit einem Trafobauer in Verbindung setzen um für diese Applikation einen geeigneten AÜ zu bekommen. Ich denke, dass Ritter wohl die geeignete Adresse ist.

Trotz Allem bin ich für weitere Lösungsvorschläge offen.

Gruß
chaplin2009

Mir fällt noch eine Sache ein, die ich mal bei nem Amp mit ähnlich hoher Betriebsspannung gesehen habe.

Versuch doch mal, nur Testweise, einige Dioden (zB zwei UF4007 in Serie) Antiparallel zu jeder Primärwicklung zu Schalten (also Kathode der Diode an die Mittelanzapfung des AÜ). Sollte Spannungsspitzen an der Anode der Endpentoden unterdrücken.

Ob es das bringt, weiß ich nicht. Vermutlich nicht, aber Popellige Dioden sind ja nicht teuer und nen Versuch dürfts Wert sein.


MfG

@Guitarman95

Sorry aber diese Maßnahme ist nicht zulässig, da sich beide Dioden abwechselnd im Durchbruch befinden.

Gruß
chaplin2009

chaplin2009 schrieb:

@Guitarman95 Sorry aber diese Maßnahme ist nicht zulässig, da sich beide Dioden abwechselnd im Durchbruch befinden. Gruß chaplin2009

OK, war ja nur eine Idee.
Dann Frag ich mich allerdings wieso eine relativ bekannte Gitarrenverstärkermarke das bei einem ihrer Modele eingebaut hat... Die werden wohl schon wissen warum.

MfG

chaplin2009 schrieb:

@richi44 Danke für Deine Ausdauer zu diesem Thema... Nach meinen Berechnungen: C1(100nF) Fg 5Hz -3dB an Rö1 C3 (10nF) Fg 23Hz -3dB an Rö2 (10nF leider nicht am Lager)... Gruß chaplin2009

Dazu eine Anmerkung: Die Berechnung von C3 ist falsch. Natürlich, wenn Du einfach 10n und 470k einsetzt kommst Du auf diese Zahl. Nur geht der 470k nicht gegen Masse.
Tatsächlich haben wir folgende Spannungsverhältnisse: Nehmen wir eine Ausgangsspannung an der Anode von 10V an. Dann wäre die Verstärkung der Röhre Ua~ / Ugk~ rund 40 fach. Also wäre (genau gerechnet) Ugk~ 239mV. Und wenn Ua~ 10V ist, so ist U R10~ auch 10V, denn Ia und Ik sind identisch, macht bei gleichen Widerständen die selbe Spannung. Jetzt haben wir noch R9. Der ist 1% von R10 und damit seine Spannung 0,1V~. Macht also über R7 eine Spannung (Gitter gegen Masse 10,339V~ und Spannung übere R10 10V~) von 339mV. Damit ist seine Wirkung viel geringer oder anders gesagt: Man müsste seinen Wert mit (10.339 / 0.339) 30.5 multiplizieren. Das ergäbe einen Widerstand von 14,3M! Und dementsprechend ist die Fg bei 10nF nicht 23Hz, sondern 1.1Hz!

Ich vermute z.B. einen ähnlichen Fehler bei C16. Wenn da 1k und 100p gerechnet wurde, dann ergäbe dies eine Fg von 1,59MHz. Massgebend ist aber Ri der EF86 parallel R2 zu C16 (R7B und R7 können wir weg lassen, weil beide einen Einfluss unter 1% haben). Es ergibt sich ein RC-Glied mit rund 200k zu 100p. Das macht eine Fg von 7,95kHz.

Oder einfach ganz allgemein zu derartigen Berechnungen: Wenn z.B. ein C von der Röhrenanode zum Steuergitter eingesetzt wird (nehmen wir 10pF an), so wirkt dieses zusammen mit einem allfälligen Seriewiderstand (Ri der vorherigen Stufe, angenommen 200k). Wir können aber da nicht mit 10pF rechnen! Erstens geht das C nicht gegen Masse, sondern gegen eine Wechselspannung, nämlich das Ausgangssignal. Und dieses Ausgangssignal ist sicher mal dem Gittersignal gegenüber gegenphasig. Selbst wenn die Röhre keine Verstärkung hätte, also das Selbe rauskommt wie rein geht haben wir an diesem C nicht einmal Wechsel und einmal Masse, sondern einmal Wechsel + und einmal Wechsel -. Somit ist die Spannung über dem C doppelt so gross und damit wäre seine Wirkung entsprechend 2 C.
Und haben wir eine Verstärkung von 40, so wäre die Wirkung des C auch 40 mal stärker, macht also eine Wirkung von 40C + 1x C für die Gegenphasigkeit.
Rechnen wir also sowas, dann wäre nicht 200k zu 10p, sondern 200k zu 410p! Die Fg sinkt somit von rund 80kHz auf 1,95kHz!!

Rechnen ist gut und nötig, nur muss man immer wissen, was man rechnet, also die Schaltung aus "Distanz" betrachten und sich überlegen, wer mit wen wie stark und warum...

@richi44

Vorweg möchte ich anmerken, dass C16 nur optional seinen Einsatz hatte und dieser sich nicht mehr in der Schaltung befindet.

Danke für Deinen kurzen Exkurs in die Betrachtungsweise der Röhrenschaltungstechnik. Mein Röhrenzeitalter liegt gut 40 Jahre zurück und wenn man sich (wie ich) seit rund 30 Jahren mit Schaltungsdesign (OP-Amps) in der Messtechnik beschäftigt, ist ein Umdenken manchmal etwas schwer. Dies will nicht heißen, dass in der Röhrentechnik der Strom rückwärts läuft, aber die Betrachtungsweise ist halt eine Andere. Dies hast Du ja auch treffend formuliert.

Als Wiedereinstieg habe ich mir (leider ?) ein recht anspruchsvolles Schaltungsdesign ausgesucht. Betrachtet man den V (150) von Rö1 und den V (12) von Rö3 (Open Loop). So wird klar, dass im Rahmen der erforderlichen Gegenkopplung (ca 30 – 35dB), die Qualität der im Regelkreis befindlichen Baugruppen passen muss.

Aktuelles Thema ist der AÜ und werde mich bei den Spezis schlau machen und entsprechende Erkenntnisse posten.

Gruß
Chaplin2009

Moin!

Habe heute mal wieder hier reingelesen und scheinbar ist viel passiert.

Erstmal Glückwunsch zu dem Amp, denn er hat ja schonmal funktioniert im weitesten Sinne. Als Anfänger weiss ich, dass das beim ersten Betrieb nicht selbstverständlich ist.

Trotzdem brennt mir da ne Frage auf der Zunge:
Warum wird der Klirr größer, wenn C6 rausfällt? Habe mit Röhren noch nicht viel gemacht aber rein logisch ist das doch ne Gegenkopplung die mit der Gegenkopplung vom AÜ erstmal nix am Hut hat und nur die Schleifenverstärkung senkt. Normalerweise würde sich der Klirr doch da so gut wie garnicht ändern oder bestenfalls geringer werden.

Ausserdem finde ich die Idee mit kleinerem C6 garnicht so dumm. Damit hat zwar die offene Schleife später ihre "nominale" Verstärkung aber wenn ich mich richtig erinnere wird durch die Gegenkopplung hinterm AÜ der Klirr reduziert. Warum braucht man also noch 20dB Rückopplung bei 20Hz !?

Gruß Manuel

PS: Das ist übrigens der Grund warum mein erster Röamp ohne Gegenkopplung lief.

Wenn man den C6 weg lässt nimmt die Verstärkung der EF86 ab und damit die ganze Schleifen-Verstärkung. Und da diese letztlich einen bestimmten Wert haben soll wird bei höherer interner Verstärkung die Gegenkopplung grösser.
Richtig ist, dass ohne C6 die Gegenkopplung der EF86 intern zunimmt.

Das Problem ist nun folgendes: Nicht die EF86 klirrt, sondern die Endstufe durch den B-Knick der Endröhrenkennlinien und der Ausgangstrafo. Wenn wir also die "Überalles-Gegenkopplung" stärker machen, so nimmt der Gesammtklirr deutlich ab. Folglich müssen wir die Verstärkung der einzelnen Stufen gross machen.
Das Problem ist, dass die Gegenkopplung versucht, den Frequenzgang bis weit über die Hörgrenzen hinaus zu linearisieren. Wenn wir z.B. eine Verstärkung von 26dB brauchen, aber eine Verstärkung von etwa 60dB haben, so wird der Ausgangstrafo zwangsläufig mit extrem tieffrequenten (aber auch hochfrequenten) Signalen angesteuert, die er nicht übertragen kann, bei denen er aber riesige Ströme zieht. Damit gibt es Auswirkungen auf die Speisung und somit mögliche Rückkopplungen.

Bei Transistorverstärkern ist es kein Problem, hohe Verstärkungen zu realisieren, wenn die Transistoren genügend schnell sind. Sobald aber eine Induktivität im Spiel ist wird die Sache etwas komplizierter.

Ausserdem finde ich die Idee mit kleinerem C6 garnicht so dumm. Damit hat zwar die offene Schleife später ihre "nominale" Verstärkung aber wenn ich mich richtig erinnere wird durch die Gegenkopplung hinterm AÜ der Klirr reduziert. Warum braucht man also noch 20dB Rückopplung bei 20Hz !?

Die Gegenkopplung am Ausgang zurück auf die EF86, eben die "Überalles-Gegenkopplung" reduziert den Klirr und den Ri des Verstärkers.
Wenn wir C6 kleiner machen, sodass wir statt der 60dB Leerlaufverstärkung nur noch 40dB bei 20Hz haben, so hat dies durch die verbleibenden 14dB Gegenkopplung bei 20Hz kaum Auswirkungen, aber der Trafo wird bei noch tieferen Frequenzen weniger angesteuert. Im Klartext: Der Ri und damit der Dämpfungsfaktor wird bei ganz tiefen Frequenzen schlechter, der Frequenzgang leidet aber kaum und der Klirr des Lautsprechers ist im Bass eh sehr gross. Dafür hätten wir im Bereich der höheren Bässe, der Mitten und der Höhen optimale Verhältnisse.

Die bessere Lösung ist natürlich ein Ausgangstrafo, der selbst ganz tiefe Frequenzen noch überträgt. Dann könnte C6 eventuell so bleiben oder auf eine Fg von 10Hz berechnet werden.