Röhrenverstärker- Selbstbau- Thread

Servus Tobias,

wo ist denn das gemessen? Bezugspegel (0[dB]) = wie groß (also wie viele Volt, Millivolt, Mikrovolt, Milliwatt etc. sind denn 0[dB])?

Grüße

Herbert

Hallo,

Das scheint der Plot von 'nem Soundkarten-Messprogramm zu sein. Ist schwer mit absolut-Pegeln.
Schöne 50Hz und 100Hz...Und das Netzteil verursacht diesen Brumm wirklich nicht? Die 100Hz passen prima zu einer Brückengleichrichtung.

Gruß, Matthias

Wahrscheinlich ist es wirklich ein Soundkarten-Programm. Ich versuche allerdings nur, herauszufinden, ob man diesen Ergebnissen irgendwie trauen kann - diese also als "Meß"ergebnisse einstufen kann. Was mich z.B. stört, ist die deutliche "Eckigkeit" der Übergänge von der Frequenzgangkennlinie in die Brummpeaks - auch fehlen den Brummpeaks die typischen Verrundungen in den Spitzen. So sieht so etwas aus, wenn es mit einem echten MESSgerät eines sehr renommierten Herstellers gemessen wird:



Die in dem Soundkarten-Screenshot zu sehende Eckigkeit deutet darauf hin, daß entweder die (Video)Filterbandbreite (so es bei diesem Teil so etwas überhaupt gibt) nicht stimmt (oder der Scan viel zu schnell abläuft) oder daß die FFT insgesamt irgendwelche Dreckeffekte abliefert (z.B. durch eine viel zu geringe Zahl von FFT-Stützpunkten). Alle dieser Vermutungen würden direkt und begründet zu der Vermutung Anlaß geben, daß der gezeigte Spitzenpegel der beiden Brummpeaks gar nicht stimmt.....daß also der alte Techniker-Grundsatz mal wieder zugeschlagen hat: "Wer mißt, mißt Mist".

Grüße

Herbert

Nee Herbert, da gibt's keine FFT und keine Verrundungen...
Es wird einfach eine Frequenz generiert und der Pegel am Ausgang (über eine Dämfung) "gemessen".
Das Wobbeln passiert dabei in festgelegten Schritten. Mit 10Hz z.B. würde das Ergebnis z.B. schön "eckig sein"...wobei ich zu erinnern glaube, dass die Schrittweite logarithmisch mit steigender Frequenz vergrößert wird (weil man sich sonst "'nen Wolf warten würde", wenn man in 10Hz Schritten bis 20kHz laufen lassen würde).
Vielleicht sollte Tobias mal einen Lautsprecher ranhängen...da sollte dann der Brumm doch zu hören sein.

Wenn übrigens keine Dämfung vorhanden, dann findet die Messung bei Pegeln (weit) unter 2V statt. Bei derartig niedrigen Pegeln, kann so ein Brumm schon recht anständige Spitzen machen.

Hallo zusammen,

die Messungen wurden alle mit RMAA erstellt, als Soundkarte verwende ich eine Behringer, gemessen wird am Ausgang vom Übertrager mit ohmscher Last.
Hatte mittlerweile einen Lautsprecher an dem Versuchsaufbau, um es kurz zu machen, ich habe tatsächlich ein Brummen drauf Nachmittag hatte ich das selbe NT (Mosfet mit RC-Siebung) an einem PCL86 SE (Platinenverstärker einer evtl bekannten Internetseite) weil ich mich um die GK kümmern wollte:



Betrieben wird der PCL86 SE an Ra=10k, die Übertrager sind "nur" EI60/22 (stammen aus einem Tonband mit ELL80), hier hatte ich mich bei ca Zimmerlautstärke über ein relativ gutes Ergebnis gefreut. Natürlich geht das nicht ohne entsprechende Gegenkopplung usw.

Anscheinend habe ich durch die höhere Belastung tatsächlich ein Problem mit dem NT bekommen.

Gruss
Tobias

Nabend die Herren,

In der Schaltungsbeschreibung des Aikido, insofern es sich um diesen hier handelt, steht ganz am Anfang: ...keine negative globale Rückkopplung... . Eventuell liegt hier das Problem, weil ein Brumm des Netzteils, das seinen Weg in die Signalverstärkung findet, nicht über eine Gegenkopplung des Ausgangs auf den Eingang rückgeführt und somit reduziert wird.
Wieviel Restbrumm produziert das Netzteil? Alles wirklich "glatt"?

Grüße,

Michael

pragmatiker (Beitrag #4657) schrieb:

Die in dem Soundkarten-Screenshot zu sehende Eckigkeit deutet darauf hin, daß entweder die (Video)Filterbandbreite (so es bei diesem Teil so etwas überhaupt gibt) nicht stimmt (oder der Scan viel zu schnell abläuft) oder daß die FFT insgesamt irgendwelche Dreckeffekte abliefert (z.B. durch eine viel zu geringe Zahl von FFT-Stützpunkten). Alle dieser Vermutungen würden direkt und begründet zu der Vermutung Anlaß geben, daß der gezeigte Spitzenpegel der beiden Brummpeaks gar nicht stimmt.....daß also der alte Techniker-Grundsatz mal wieder zugeschlagen hat: "Wer mißt, mißt Mist".

Wohl wahr. Das sind viel zu wenig Stützpunkte, um die Spitzen infolge Netzfrequenz und deren Gleichrichtung richtig abbilden zu können.


MfG
DB

Servus Matthias,

mk0403069 (Beitrag #4658) schrieb:

Nee Herbert, da gibt's keine FFT und keine Verrundungen... Es wird einfach eine Frequenz generiert und der Pegel am Ausgang (über eine Dämfung) "gemessen".

Das verstehe ich nicht. Wenn das so ist, wie Du sagst, dann müßte der "Pegelmesser" ja breitbandig sein. Und da würde der Brummpegel (der ja wohl nicht aus dem "Pegelsender" stammt, sondern woanders her) dann im gesamten Spektrogramm gleichmäßig den Pegel erhöhen und dürfte nicht als zwei selektive Peaks zu sehen sein. Damit diese Peaks überhaupt sichtbar sein können, muß es sich entweder um einen selektiv abgestimmten Empfänger handeln (klassisches Spektrumanalysator-Prinzip) - was ich mir bei einer Soundkarte mit DSP durchaus vorstellen kann, nämlich daß da passende (digitale) Filteralgorithmen implementiert sind (es darf halt nur der ADC vorne dran nicht übersteuert werden, weil ansonsten das Meßergebnis kompletter Mist ist). Oder mit der Soundkarte wird eine FFT durchgezogen - was ich mir angesichts des auf diesen Dingern vorhandenen DSPs ebenfalls vorstellen kann.

Der kritische Punkt bei diesen Meßanordnungen ist in jedem Fall eine genau bekannte, definierte Verstärkung, eine sehr große Übersteuerungsfestigkeit für "out-of-band"-Signale, schmalbandige Filterung des zu messenden Signals sowie ein sehr geringer Rauschflur gepaart mit hoher Empfindlichkeit. Bei einigen dieser Punkte dürften Soundkarten aufgrund ihres Preises und ihrer Betriebsumgebung (Radau im PC, Radau vom Netzteil) nicht sehr gut abschneiden und damit als echtes "Meß"mittel nur sehr bedingt tauglich sein - es hat schon seinen Grund, daß z.B. ein HP3585A http://www.rainer-fo...20A%202012%20big.jpg - oder, noch besser, ein HP3577A - zum Zeitpunkt seiner Markteinführung viele zigtausend US-Dollar gekostet hat.

Den HP3577A http://www.sglabs.it/public/SgLabs_HP_3577A_1.JPG kann ich (natürlich neben dedizierten Audio-Analyzern wie R&S UPA3 oder UPA4, R&S UPL, System One etc.) übrigens als Allzweck-Netzwerkanalysator für das Hobbylabor als funktionierendes Gebrauchtgerät durchaus empfehlen: Mit drei hochempfindlichen, selektiven Empfängern (jeder davon auch auf 1[MOhm] Eingangswiderstand umschaltbar) und einem Frequenzbereich von 5[Hz] bis 200[MHz] ist dieser vektorielle Netzwerkanalysator ein recht einfach zu bedienendes (wenn auch sehr schweres und recht großes) Gerät, der im Audiobereich einen Haufen sehr qualifizierter Messungen ermöglicht (auch über die 100[kHz] hinaus, bei denen bei dedizierte Audio-Analysatoren oft Schluß ist).

Zum Schluß möchte ich nochmal auf das Thema "Wer mißt, mißt Mist" zurückkommen: Für die schmale Hobbykasse ist für manuelle, nicht automatisierte Messungen z.B. auch der Einsatz eines Pegelmeßgerätes (Pegelsender und (selektiver) Pegelmesser in einem Gehäuse) denkbar - ich denke hier an den PMG-13 von Wandel & Goltermann http://666kb.com/i/ct0jaoesqfibuklyh.jpg. Das ist ein grundsolides Gerät, das auch absolut vertrauenswürdige und genaue Meßergebnisse abliefert - solange man eine Sache ausschließen kann: Daß neben der aktuell eingestellten Meßfrequenz am (auf selektiven Betrieb eingestellten) Empfänger ein weiteres Eingangssignal anliegt, dessen Pegel VIEL größer ist als das des aktuell gemessenen Signals. Der PMG-13 verfügt nämlich über ein schmales und in der Bandbreite in vielen Stufen einstellbares ZF-Filter. Nur: Dieses ZF-Filter ist sozusagen was halbdigitales - es ist nämlich ein "Switched Capacitor Filter" (also ein geschaltetes Kondensatorfilter). Und wird dieses Filter durch ein "Out-of-Band"-Signal übersteuert (etwas, was man nicht durch eine Lampe o.ä. angezeigt bekommt), dann ist das gesamte Meßergebnis völliger Müll. Mit klassischen LC-Filtern wäre sowas nicht passiert (vorausgesetzt, daß der Verstärker vorne dran was taugt) - aber da wäre der Aufwand auch wesentlich höher, und den wollten die Ersachaffer des PMG-13 wohl durch ein "modernes" Konzept vermeiden.

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

Ja, ich hatte die softwareseitige Filterung vergessen zu erwähnen.
Seinerzeit habe ich auch mit Software für Soundkarten angefangen. Mit einem wirklich guten Exemplar, sowas z.B., sind die Ergebnisse auch wirklich gut und man kann damit sogar richtig messen.
Allerdings blieb immer das Problem mit den wirklich stimmenden Pegeln und vor allem die Probleme mit höheren Pegeln, da ja zum messen der Mikrofon- oder Line-Eingang herhalten muss. Da fängt man dann an, Dämpfungsglieder zu bauen...mit einem True-RMS-Voltmeter müssen dann die ermessenen Spannungen am Eingang ermittelt werden und der Software bekannt gemacht werden...Und dann kann man aus den Messungen wieder den tatsächlichen Pegel herausrechnen. Alles sehr umständlich und am Ende doch eigentlich wieder nur eine Näherung.
War ich also auch ganz schnell wieder "von ab". Jetzt nutze ich einen HP8903B und einen Wandel und Goltermann NFA-1...Das kann man dann wirklich Messung nennen.

Gruß, Matthias

Hallo zusammen,

stand gestern -> Netzteil (brummen im LS, ohne Messaufbau), das muss ich mir heute nochmal anschauen warum ein paar Stunden davor bei dem PCL86 SE noch alles wunderbar geklappt hat, und später plötzlich eben nicht mehr.
Der Aikido Aufbau von mir ist, wie schon von Michael erwähnt, von Loetstelle.de. Ich habe hier auch ein paar "ernsthafte" Messgeräte wie Oszi usw, da ich aber bereits soviel über ARTA und RMAA in Foren gelesen habe, hielt ich es für eine gängige Messmethode.
http://audio.rightmark.org/index_new.shtml

Habe mich auch an sämtliche Tips gehalten die ich gefunden habe:
-Laptop bei Messungen nicht am Netzteil betreiben
-externe USB-Soundkarte (in meinem Fall Behringer)
-immer gleicher Messaufbau mit Lastwiderständen ähnlich ARTA-Box usw.

Trotzdem kann ich hier natürlich einen Fehler gemacht haben, bevor ich hier weiter Verwirrung stifte möglicherweise muss ich mir das aber auf jeden Fall nochmal anschauen.
Danke für die Hinweise/Tips

Gruss
Tobias

Hallo,

die Spikes kamen tatsächlich aus dem Netzteil, nachdem ich noch ein LC-Siebglied angehängt hatte war nur noch direkt vor dem Lautsprecher ein minimales Brummen zu hören.
Nachdem der PCL86 SE an besagtem Netzteil keine Probleme macht, verhält es sich aus meiner Sicht genau so wie Michael es vermutet hatte bezüglich Gegenkopplung. Bei dem PCL86 SE ist eine Gegenkopplung (und das nicht zu knapp wegen relativ kleiner AÜ's)verbaut, bei dem Aikido<->EL12 nicht.
Muss ich wohl auf meine Kappe nehmen habe die beiden Testaufbauten umgeklemmt ohne mal einen Lautsprecher dran zu hängen ->Fehler

Habe heute abend mal an den EL84/ECC88 (mit dem Ra=7k Übertrager und M165/0,35mm Blechen) eine 6V6 gehängt:



Die Vorstufe habe ich nicht verändert, habe ~0,4% mehr Klirr. als bei der EL84, das dürfte wohl daran liegen dass die ECC88 die 6V6 weiter aussteuern muss, ansonsten sieht zumindest der Frequenzgang ähnlich aus.
Habe mir sozusagen einen Arbeitspunkt der EL90 heraus gesucht für Ra=7k, allerdings eben mit einem Rk=270Ohm und nicht mit den angegebenen 250Ohm.

Die Schaltung dazu ist diese hier:
http://www.loetstell...mpact/images/sch.gif

Dort hängt jetzt anstatt der EL84 eine 6V6 JJ dran, da der Schaltplan für die ECC82 gedacht ist, habe ich mir schon überlegt auf 6SN7 umzubauen und daraus einen 6V6-6SN7 SE.
Die Übertrager könnten natürlich grösser sein, also werde ich hier wohl auch eine Gegenkopplung brauchen um den Frequenzgang im unteren Bereich noch etwas besser korrigieren zu können.
Was wäre in diesem Fall eine gängige Methode, bzw wie geht man hier vor wenn noch keine Gk vorhanden ist (über-alles-GK oder nur zwischen Vor-Endröhre z.B.)?

Gruss
Tobias

Abend

Das müsste nur mit globaler Gegenkopplung gehen,da das schlechte Ausgangsübertragersignal ja verglichen werden muss .Also alles was hinten verzerrt am Übertager rauskommt muss wieder zurück ,verglichen werden.

Aber wieso nicht gleich bessere Ausgangstrafos verbauen,die 6L6 hat mehr Ruhestrom,da brauchts bestimmt einen grösseren AÜ-Kern.Sonst bleibt dem Musiksignal zu wenig übrig.M65 Kern ?Meistens werden da schon 102a Kerne verwendet...da brauchst dann keine Gegenkopplung bei guten AÜs.

3,5K 4,5K wären auch besser für die 6L6

Gruss Chris

Hallo,

Das müsste nur mit globaler Gegenkopplung gehen,da das schlechte Ausgangsübertragersignal ja verglichen werden muss .Also alles was hinten verzerrt am Übertager rauskommt muss wieder zurück ,verglichen werden.

Die Übertrager könnten natürlich grösser sein, also werde ich hier wohl auch eine Gegenkopplung brauchen um den Frequenzgang im unteren Bereich noch etwas besser korrigieren zu können.

Böser Trugschluss...
Wenn Bass-Probleme wegen impotentem Übertrager (Weil zu wenig Eisen und Kupfer), kann man das keinesfalls mit einer Gegenkoppelung "ausgleichen".
Wenn der Kern satt ist, hilft Mehr auch nicht mehr (und was Anderes tut eine Gegenkoppelung am Ende nicht)...satt ist satt. Und den Pegelabfall "untenrum" hat man sicher nicht umsonst "dahingewickelt". Wenn mehr gewollt, dann andere Übertrager

Gruß, Matthias

Hallo,

@Chris
6V6, nicht 6L6, habe sozusagen die Ra=7k (EI66/23 für EL84) versuchsweise an eine 6V6 gehängt da es hier einen Arbeitspunkt gibt für die EL90.

@Matthias
Die M165-35 Bleche haben im unteren Frequenzbereich eine kleine Verbesserung gebracht, für heutige Verhältnisse ist natürlich ein EI66/23 selbst für eine EL84 bei einem moderaten Arbeitspunkt natürlich nicht gerade üppig.
An dem ECL/PCL86 habe ich z.B. nur einen noch kleineren EI60 dran, sind dafür ein paar mA weniger die durch den Übertrager müssen, dort hatte ich aber eher den Eindruck dass die GK im unteren Bereich ein paar dB raus holen konnte.
Ich erwarte hier natürlich kein Wunder, dazu fehlt mir auch das Wissen ehrlich gesagt, habe mir z.B. auch mal diese Seite angeschaut und dort hat sich durch eine GK im unteren Bereich auch etwas verbessert.

http://www.roehrentechnik.de/html/53_62.html

Der Kern geht zwar anscheinend dann langsam in die Sättigung, aber anscheinend werden eben dann auch z.B. die unteren Frequenzen durch die GK wieder etwas angehoben?

Gruss
Tobias

Hallo Matthias

Ich hatte mal einen Bausatz von Elektor Eintakt EL34(mit den originalen schwarzn Übertragern)ohne Gegenkopplung am/vom Übertrager hat der Bass(Sinus) verzerrt ab 50 Hz.Mit Gegenkopplung war diese verzerrung verschwunden,und spiele auch bis 30 Hz unverzerrt.(ich glaube ich hatte es bei 1 Watt Ausgangsleistung gemessen)

Die Gegenkopplung bringt schon was,auch der Höhenabfall bei 20Khz wurde auf 30Khz erhöht.

Gruss Chris

Aber das sind wohl zwei Themen,

Kern Sättigung wird wohl damit nicht behoben....da hast recht.

die ÜA Gegenkopplung bringt wohl Vorteile bei schlecht gewickelten Übertragern,die schon bei kleiner Ausgangsleistung im unteren Frequenzgang verzerren...

wie mann hier sieht werden die Frequengangenden mit ÜA Gegenkopplung erweitert...




Gruss Chris

Hallo,

Die ÜAGK senkt mWn nur die Wirkung von Hoch- und Tiefpässen, wenn du also einen Koppel-C zu klein dimensionierst.
Wenn ich irre, bitte korrigieren!

Grüße, Thomas

Hallo,

beim Dimensionieren der ÜAGK für den ECC99-Gegentakter ist mir die Frage aufgekommen, wie man eigentlich den Dämpfungsfaktor berechnet/misst.

Ich habe die Wahl zwischen einer ÜAGK mit 12dB und 14dB, für mehr reicht die Gesamtverstärkung nicht aus. Da laut LTSpice mit der Verstärkung der ÜAGK auch der Anteil an K3 zunimmt, ich aber andererseits einen annehmbaren DF haben möchte, muss ich mir die DF mal berechnen.

Habe im Internet die Anleitung gefunden:
Verstärkereingang an Sinusgenerator und auf eine bestimmte Spannung einstellen, kein Lastwiderstand am Ausgang, Spannung messen.
Dann den Lastwiderstand ranhängen, Spannung wieder messen und der Quotient ist der DF.

War es aber nicht schon immer so, dass, wenn man einen Röhrenverstärker ohne Last betreibt, die Spannung in den Endröhren ins unermessliche ansteigt? Gibt es nicht eine etwas unzerstörerische Möglichkeit, den DF zu berechnen/messen? Meine AÜ werden neu von Reinhöfer kommen, die will ich nicht gleich wieder über den Jordan schicken.

Grüße, Thomas

GüntherGünther (Beitrag #4672) schrieb:

War es aber nicht schon immer so, dass, wenn man einen Röhrenverstärker ohne Last betreibt, die Spannung in den Endröhren ins unermessliche ansteigt?

Genau das sollte die Gegenkopplung eigentlich verhindern.

Grüße

Herbert

So ist das also, okay!

Also kann ich das bedenkenlos machen?

Grüße, Thomas

Wenn Du ganz sicher gehen (und den Leerlauffall umgehen) möchtest, mißt Du (bei gleichem Eingangspegel) zuerst an einem Lastwiderstand "R1" die Spannung "U1" und dann an einem (zum Lastwiderstand "R1" unterschiedlichen) Lastwiderstand "R2" die Spannung "U2". Die Berechnung des Innenwiderstandes "R(i)" des Verstärkers sowie des Dämpfungsfaktors "DF" bei gegebener Last "R(L)" sieht dann so aus:



Grüße

Herbert

Abend

Da hats mir gerade in den Fingern gejukt und habe das mal nach @Thomas Methode ausprobiert.Wobei ich nicht weiss ob die grösse der Ausgangspannungen eine Rolle spielt ?
Meine Ergebnisse zum DF können so nicht stimmen oder etwa doch?

Habe das an 3 Verstärkern probiert ;ohne Last mit 8Vss am Verstärkerausgang.
6c33c SE
8Vss unbelastet.Mit 10 Ohm Last 6Vss.DF=1.33 (Ri 7,51)

KT66 PP Triodenmodus(ohne Gegenkopplung)
8Vss unbelastet.Mit 10 Ohm Last 6Vss.DF=1.33 wie bei der 6C33c SE.

Mit meinen Röhrenhybridverstärker
8Vss unbelastet.Mit 10 Ohm Last auch 8Vss.DF=1

@Herbert ,deine Methode wie gross sollte Lastwiderstand R1 und R2 sein?

Gruss Chris

Hallo Chris,

Das mit dem RI ist so:

RI=RL x ((U0/UL)-1)
(ist ein Klammerpaar zuviel drin, ist aber Absicht zur Verdeutlichung....manch einer weiß nicht mehr, dass "Punkt- vor Strichrechnung" kommt...)

RL=Lastwiderstand in Ohm (z.B. 10)
U0 = Ausgangsspannung unbelastet (z.B. 8Vss)
UL = Ausgangspannung belastet mit RL (z.B. 6Vss)

Da haben wir für die 6C33C:
RI=10 x ((8/6)-1)
also
RI=10 x (1,33333-1)
RI=10 x 0,33333
RI=3,333333

Nun nach Herberts DF-Formel:
DF=RL/RI
DF=10/3,33333
DF=3

Passt doch, entweder hat diese 6C33C einen 1,2k Übertrager oder eine sanfte Gegenkoppelung.

KT66 PP in Triode ohne Gegenkoppelung... DF=3 passt doch auch

Aber Der Transistor...
RI=10 x ((8/8)-1)
RI=10 x (1-1)
RI=10 x 0
RI=0

Was sagt das?
Richtig, der Innenwiderstand ist so niedrig, dass ein Spannungsabfall nicht mehr vorhanden ist...zu Deutsch, der Innenwiderstand tendiert gegen Null.
Und damit wir der DF eigentlich unendlich groß....wenn Division durch Null definiert wäre...

Gruß, Matthias

Das macht alles sehr viel Spass,wer Misst Misst Misst.

Zum Glück gibts ja noch Online Recher...
http://www.sengpiela...sgangsWiderstand.htm

da bekomm ich bei der 6C33C SE einen Ri von 3,33 Ohm.Somit DF=3

Der 6C33C hat keine Gegenkopplung und AÜ=600 Ohm
Der KT66 PP im Triodenmodus sollte laut Autor DF=6 gross sein.

Mein Röhrenhybrid ,weiss jetzt nicht ob da auch gegengekoppelt ist,aber DF=1 ?

das bringt ordentlich Verwirrung.

Gruss Chris

Hallo,

ich zitier hier mal meine Messung an der 6C33C:

wie versprochen habe ich einige Daten nachgemessen. Zunächst der Dämpfungsfaktor:
Spannung ohne Last 4,4V
Mit Last 8 Ohm 2,95V (enspricht 1 Watt - gemessen mit Wattmeter)
Also ist Ausgangswiderstand 3,93 Ohm
Also ist Dämpfungsfaktor 2,04

Gruß
sb

Hallo,

Na da sind doch meine Rechnereien richtig...
Nur die Schlussfolgerung falsch...bezüglich Impedanz oder Gegenkoppelung der 6C33C...
Der Chris-Schlumichel hat ja an 10Ohm gemessen (statt an normalen 8 oder gar 4)...deshalb DF=3...untypisch für 6C33C in Standard-Ausführung.
Mal zurechtgerückt:
Der Innenwiderstand bleibt gleich, egal, was an Last "dranhängt":
Also
DF=RL/RI
DF=8/3,33333
DF=2,4
Das passt doch besser dazu...2,4 an 8Ohm. Nix mit 1,2k Impedanz oder Gegenkoppelung.

@Sb
Dein Wattmeter lügt...1W bei 8Ohm = 2,83Veff

@Chris
Vielleicht misst ja der Autor KT66PP auch viel Mist...Aber DF=6 ohne GK...dös wird wohl eher nix.


Gruß, Matthias

Edit:
Achso Chris, Deine Werte für den Hybrid in den Online-Kalkulator eingetragen ergeben RI=0Ohm und DF=Infinity...stimmt doch. Und verlass Dich drauf, der ist ganz bestimmt gegengekoppelt

@Matthias stimmt,je niederohmiger der Ri ,dann auch kleiner Spannungsabfall.Und somit bessere Dämpfung.

@SB,die Ri und DFs sind ja fast identisch bei unseren 6C33C.

Gruss Chris

Hey lücht nich! Es sünd die Tolleranzern

Jo, Sb,

Hast Recht, lücht nich. Es sind aber vielleicht auch nicht die Tolleranzen, sondern die 2% Klirr, die die TrueRMS-Messgeschichten durcheinanderbringen.
Bitte verzeih mir diese kleine Neckerei...

Gruß, Matthias

chris2178 (Beitrag #4676) schrieb:

@Herbert ,deine Methode wie gross sollte Lastwiderstand R1 und R2 sein?

Die absolute Größe der Lastwiderstände R1 und R2 ist egal, solang deren Wert hinreichend genau bekannt ist (Ohmmeter mit kurzen und dicken Meßleitungen, idealerweise 4-Draht-Messung) und solange deren Wert stabil bleibt (Erwärmung durch Leistungseinbringung bei der Messung).

Bei Röhrenverstärkern mit den üblichen Ausgangsleistungen wäre ungefähr ein Wertebereich von 4[Ohm] bis 20[Ohm] zu empfehlen, wobei die beiden Widerstandswerte möglichst weit auseinanderliegen sollten.

Der Verstärker sollte in jedem Fall nur soweit ausgesteuert werden, daß bei beiden Messungen am Ausgang auch mit Sicherheit dieselbe Kurvenform erscheint - idealerweise Sinus. Ansonsten wird zur Spannungsmessung ein Echteffektivwertspannungsmesser (der idealerweise mit großem Crest-Faktor zurechtkommt) benötigt - sowas hat nicht jeder.

Daß der Eingangspegel bei den beiden Messungen identisch sein muß, sollte klar sein - der Absolutwert von Eingangspegel (und damit der beiden Ausgangsleistungen) ist dagegen egal, da es sich um eine ratiometrische Messung handelt).

Werden diese Punkte beachtet, sollte diese Messung - ohne jede Gefährdung des Röhrenverstärkers durch den Leerlauffall - recht genaue Ergebnisse des Innenwiderstands ergeben. Kennt man darüber hinaus die Lastimpedanz, ist die Berechnung des Dämpfungsfaktors dann ein Klacks (siehe weiter oben).

Grüße

Herbert

Servus zusammen,

vielleicht ist es ja mal ganz hilfreich, den Verstärker-Innenwiderstand über den Dämpfungsfaktor graphisch aufzutragen (es handelt sich hier um die Hyperbelfunktion "1/x"):


In höherauflösend: http://666kb.com/i/cttxwsjqr9b44d9nt.gif

Was man hierbei recht schön sieht: Spätestens ab einem Dämpfungsfaktor von 20 (entspricht R(i) = 5% von R(L)) bewirkt ein weiterer, auch sehr starker Anstieg des Dämpfungsfaktors nur noch eine marginale Verringerung des Innenwiderstandes des Verstärkers.

Der Verlauf dieser Kurve ist für beliebige Lastwiderstände R(L) identisch - ich habe sie hier beispielhaft nur für 8[Ohm] R(L) aufgetragen.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert

Danke der Grafik
Dämpfungsfaktor 20 bei 0,4 Ohm Innenwiderstand ,das ist doch bestimmt kein schlechter Wert....

Wenn der Ri jetzt 0,1 0hm oder 0,01 Ohm klein wird, wird ja der Dämpfungsfaktor auch immer grösser.
Ich denke mal ab DF grösser als 20 bringt wohl nix,ausser aufn Papier gute High End Verkaufsargumente.

Gruss Chris

Hallo,

der ECC99 Gegentakter wird bald fertig - da muss natürlich was Neues her. Der 300B-Gegentakter, den ich geplant hatte, muss aufgrund eines Autokaufs (und damit einhergehend Geldmangel ) nach hinten verschoben werden.

Ich hatte schon immer eine Schwäche für die 6L6GC, weshalb ich einen Gegentakter mit ihr bauen will.

Die Endstufe ist folgendermaßen geplant:

- Triode/BPT schaltbar
- Raa = 4k
- Ub = Ug2 = 400V
- Ug1 = -40V, macht einen Ruhestrom um 45mA.

Simuliert habe ich das Ganze mit 60R Kupferwiderstand pro Seite und einem Kopplungsfaktor von 0,998. Die Ausgangsleistung im Triodenbetrieb liegt bei 15Weff, im BPT Betrieb bei >50W. Die ÜAGK ist mit etwas weniger als 20dB geplant.

Hier der Schaltplan - gibt es grobe Schnitzer? Oder passt das so?



Grüße, Thomas

Falls jemand einen Rauschgenerator mit deutlicher Pegelfähigkeit und niedrigem Innenwiderstand für Audiozwecke sucht:

http://www.ebay.de/i...%26sd%3D231496522025

Grüße

Herbert

Hallo ihr Röhrenhelden Stutensee/Karlsruhe, 6 März 15
Bin schon sehr langzeitig an einer Röhrenendstufe (2, für Stereo) beschäftigt, ausgangstrafolos, 2x4 RCA6080 in Circlotronschaltung, alle Vorstufen mit dem russischen 6H6pi in Kaskodenschaltung, Gleichstromkopplung von der Eingangsbuchse bis zum Lautsprecher durch Verwendung einer "Spannungsumkehrstufe", d.h. Signaleingang an der Anode, Signalausgang an der Kathode (die Verstärkung dieser Stufe ist maximal/theoretisch 1/2x).
Bewusst habe ich keinen Futterman genommen, weil der einfach unsymmetrisch bleibt, die Ausgangsimpedanz kann man zwar noch verringern durch die bekannte Variation des Kreuzschaltens, aber die Circlotronschaltung ist schlichtweg besser. Nur aufwendiger mit dem ungeheueren Bedarf an getrennten Spannungsquellen.
Viel ist fertig und getestet. Platinen, Vorstufen, Fasendreher, die "Umkehrstufen", der Leistungsteil (schon mal 2x5----6W an 4 Ohm bei 0.2---0.3%d, wobei Ausgang Tongenerator. 0.2%d) , das Netzteil mit 4x 100V, +300/+200/+100V -100/-200/-300V und alle 6.3---12.6 Wicklungen vorbereitet für Gleichspannungsspeisung. Der Netztrafo verarbeitet 3x230V Drehstrom bei 1.2KW. Ein Stromsparer ist und bleibt es nicht. Dabei sind jede Menge Elkos 200---400V, alle Röhren, mit Reserveröhren, ein 3x0 bis 230V Drehstromsteller, und die notwendigen Meßgeräten (Oszi, Tongenerator,, mA--V Meßgeräte, natürlich mit allen Unterlagen und Hand-Schaltbildern.
Und dann, vorige Sommer, verpasste mich meine Defibrillator fehlerhafterweise 7 Stromstößen, die mich mehr tot als lebendig ins Krankenhaus beförderten. Seitdem habe ich eine ernsthafte Elektrophobie und mein Verstärker steht schön im Bastelkeller.
Ich suche ein Erbe.
Bedingung: das "Ding" geht weiter, es ist zuviel investiert, Zeit, Geld und Erfahrung. Gerne würde ich beratend beiseite stehen.
Für den "Erbnehmer" entstehen keine Kosten, ich will nur, dass das Ganze nicht in den Mülleimer verschwindet. Klar braucht man bestimmte Kenntnisse, sich da durchzuwursteln.
Deshalb wende ich mich an euch.
Schönes Wochenende.
Herman Kruse

Hallo,

klingt verdammt interessant, leider setze ich mir als Ziel, den bestmöglichen Kompromiss aus Wirkungsgrad und Messwerten zu erreichen, deshalb ist dieser Verstärker ein Nogo für mich.

Fotos wären dennoch mehr als erwünscht!

Grüße, Thomas

Moin,

durch meine VOX-Bauten sind meine Aktivtitäten im HiFi-Röhrenbau wiederbelebt worden. Deshalb brauche ich jetzt mal Unterstützung der hier anwesenden Schaltplan-Berechnungsspezialisten - das ist nicht so ganz meine Sache!

Seit 1988 liegen bei mir die Teile eines 120W-Monoblock-Projektes (2x) und warten auf Fertigstellung.



Ausgangsbasis war damals eine Kombination aus RIM-Herkules und ELRAD/G.Haas 250W-Rocker. Da stammt auch der Ansatz für die Platine her, die aber nicht dem Original entspricht. Selbige habe ich Anno '87 noch mit Folie und Tusche gezeichnet, die Epox-Platine mit Lack versehen, belichtet und geätzt (ätzende Prozedur).

Der dicke NT (EI136 x 64) ist damals bei Burmeister aus Herford gewickelt worden:
Anode - 1x 380V(425 leer)/0,8A
Anode Vorstufe - 1x 270V/80mA
Hzg.1 - 6,3V/7A
Hzg.2 - 12,6V /2A
neg. GV - 68V/100mA

Als AÜtr. sollte der RIM-Herkules-Tarfo dienen, der drei Besonderheiten aufweist, die sich in der Schaltung wiederfinden sollten:
- keine Abgriffe für die verschiedenen Sekundär-Werte, sondern der Wert wird durch Reihen-/Parallelschaltung der Einzelwicklungen (geht bis auf 1 Ohm runter) bestimmt. Somit sehen alle Sec-Einzelwicklungen die Last.
- es gibt für die Gegenkopplung eine separate, symmetische Wicklung, die beim Herkules mit der Treiberstufe verbunden ist. Finde ich interessant!
- es gibt für die Aussteuerung ebenfalls eine separate Wicklung.

Es soll auch wieder eine Platine werden (ich habe jetzt genug zu-Fuß gebaut), da ich die alte nicht mehr verwenden möchte.
Das Netzteil enthält die Endröhren-/Vorstufen-Anoden-Elkos (separater Kreis), die GL-Hzg.-Elkos und die Relais für die Verzögerungsschaltung (kein Timer, sondern so wie bei meinem SRPP-Pre, wo erst zugeschaltet wird, wenn die 12,6V der langsam hochfahrenden Hzg. erreicht sind).

Als erste Röhre ist die E86C, als zweite die E88CC (beide Systeme parallel) und als Treiber die E80CC mit der symmetrischen Gegenkopplungsgeschichte geplant (ich habe da ein paar mit Goldstiften bzw. Red Label-Serie - wenn nicht jetzt, wann kommen sie dann sonst zum Einsatz?! :D).

Als Endröhre sind ja für den RIM-AÜtr. (Raa=1,7KOhm) 4x EL34 gedacht, aber es dürfen gerne auch andere Kolben als die unscheinbare EL34 sein (KTxx).

Hat Jemand einen aktuelleren Schaltplan für diese Komponenten als ich damals, der auch highendigen Ansprüchen genügt?

Ich freue mich schon jetzt auf Vorschläge!

Grüße
Claus-Michael

Hallo,

hier ist es aber sehr ruhig! Wird nichts mehr gebaut?

Hat Niemand gute Schaltungsvorschläge für eine 100 bis ...Watt Endstufe? Wie könnte ich z. Bsp. (mit geänderten Bauteilewerten) die genannten Röhren in die Herkules-Schaltung einbringen?

Gruß
Claus

Die alten Meister werden immer weniger und manche wollen sich das Diskussionsniveau einiger Leute hier im Forum einfach nicht mehr antun (kann ich gut verstehen)

Geschützter Hinweis (zum Lesen markieren): und manche wurden gesperrt (aus Gründen die hier im Forum nicht diskutiert werden dürfen...)

@WeisserRabe:

Ja - diese Threads mit den ewigen Diskussionen der selbsternannten "Experten", die alles Mögliche abfragen, Konzepte dauernd umstellen, um letztlich überhaupt nichts zu bauen, aber schon einen neuen Thread für das nächste Projekt eröffnen, kenne ich auch noch zu gut (eben mal wieder einen solchen aus 2011/2012 gelesen!)

Da bewunderte ich Herbert, DB & Co. immer, dass die überhaupt noch antworteten.

Naja - ich hoffe, dass sich doch noch Jemand findet, der mir unter die Arme greift. Immer nur Musiker-Amps bauen ist auf Dauer auch öde!

Gruß
Claus-Michael

DIESER BEITRAG IST NOCH IN BEARBEITUNG (ES FEHLT NOCH DAS SCHALTBILD SAMT ERLÄUTERUNGEN) UND ERST FERTIG, WENN DIESER HINWEIS VERSCHWUNDEN IST! DA ICH ALLERDINGS GRADE MIT DER SCHALTUNGSENTWICKLUNG BESCHÄFTIGT BIN, DAUERT DAS SICHER NOCH BIS MORGEN ODER SO.....

Servus Claus-Michael,

Claus-Michael (Beitrag #4692) schrieb:

hier ist es aber sehr ruhig! Wird nichts mehr gebaut?

das ist jedes Jahr dasselbe: Es wird Frühjahr und Sommer - da sind die Leute draußen, in den Gärten und in den Biergärten und hier ist nichts los....also (noch) kein Grund zur Besorgnis.

Hat Niemand gute Schaltungsvorschläge für eine 100 bis ...Watt Endstufe? Wie könnte ich z. Bsp. (mit geänderten Bauteilewerten) die genannten Röhren in die Herkules-Schaltung einbringen?

Mit den KTxx hab' ich keine wesentliche praktische Erfahrung. Und bei der EL34 ist es so, daß ich von Konzepten, in denen diese Röhre mit um die 800[V] Anodenspannung läuft, aus Gründen der Robustheit und Langzeitbetriebssicherheit, aber auch aus Gründen des Arbeitspunktes (praktisch ausschließlich Klasse B und damit nicht mehr direkt Hifi-tauglich) nicht allzuviel halte. Allerdings ist die EL34 ein sehr gut verfügbares und nicht teures Rohr - nur will sie halt richtig behandelt werden.

Ich persönlich würde die EL34 ohne Schirmgittergegenkopplung (vulgo: Ultralinearbetrieb) betreiben. Und dann haben wir auch noch die gerne übersehene Eigenschaft der EL34, daß bei 420[V] Schirmgitterspannung absolut Schluß ist. Jede höhere Betriebsspannung als dieser Wert erfordert also ein eigenes Schirmgitternetzteil, was den Aufwand natürlich in die Höhe treibt (auch wenn viele Industrieschaltungen mehr als +500[V] am Schirmgitter der EL34 liegen haben - korrekt ist das nach Datenblatt nicht).

Deswegen wäre mein Vorschlag für eine Ausgangsleistung von > 100[W] mit einem Ausgangsübertrager mit R(aa) 1.7[kOhm] und Hifi-tauglichen Eigenschaften (also keine voll ausgereizte, reine Bühnen-Krawallmaschine, die nur möglichst laut kann):

• Gegentakt AB-Endstufe mit insgesamt 6 Stück EL34 (drei pro Gegentaktzweig parallel).
  
• Versorgungsspannung +400[V]; damit ergibt sich an Anoden und Schirmgittern rund +375[V]...+390[V]. Das macht neben einigen anderen hier genannten Gründen auch aus einem hervorstechenden Grund Sinn: Netzteilelkos mit bis zu 450[V] Spannungsfestigkeit gibt's heute standardmäßig und in großer Lieferbreite, da auch sämtliche Schaltnetzteile für 230[V] Direktgleichrichtung solche Elkos benötigen. Bei Elkos größerer Spannungsfestigkeit wird die Marktauswahl dünn, sehr dünn - und recht teuer.
  
• Bei -38[V] Steuergittervorspannung der EL34 erhalten wir damit einen Anodenruhestrom von 30[mA] pro EL34 und einen Schirmgitterruhestrom von 4.5[mA] pro EL34. Die Summen-Ruheverlustleistung pro EL34 liegt also bei ca. 12.9[W] (Datenblattgrenzwert: 33[W]) - die Reduktion dieser Verlustleistung pro Endröhre ist angesichts dieser Forderung hier:
  
  

  Es soll auch wieder eine Platine werden (ich habe jetzt genug zu-Fuß gebaut)

  
  wichtig, damit die Leiterplatte wegen übermäßiger Verlustleistung auf einem Punkt nicht komplett verschmort.
  
• Für das Anoden- und Schirmgitternetzteil ist bei +400[V] eine Belastbarkeit von min. ca. 650[mA] erforderlich (da sind bereits Reserven von ca. 30[mA] für die Vorstufen- und Treiberröhren eingerechnet - und die ca. +400[V] sind hier höchst brauchbar, weil wir dann ca. 100[V] an einer Siebkette für die Vorstufen stehen lassen können, was einen hohen Siebfaktor und damit geringen Brumm sicherstellt).
  
• Damit sind wir beim (ja bereits vorhandenen) Netztrafo:
  
  

  Seit 1988 liegen bei mir die Teile eines 120W-Monoblock-Projektes

  
  Die Netzspannungsanpassung von 220[V] auf 230[V] erfolgte etwa 1990 - ich gehe also mal davon aus, daß dies noch 220[V] Netztrafos sind. Das ist schön, weil wir dann mit der Anodenspannungswicklung auf ca. 397[Veff] bei Volllast von 0.8[Aeff] (ca. 444[V] im Leerlauf) kommen. Und damit ist dieser Netztrafo für mein obiges Spannungsszenario nahezu ideal, wenn man ein Netzteil mit reinem Drosseleingang oder höchstens mit sehr "mildem" Ladekondensator baut (dazu später mehr).
  
• Der Netztrafo kann auf der Anodenwicklung 800[mAeff] - brauchen tun wir (siehe weiter oben) maximal ca. 650[mA]. Wir gehen von einem Netzteil mit Drosseleingang oder höchstens einem sehr "milden" Ladekondensator aus - dann stehen uns auf der Sekundärwicklung (und damit auch auf dem Trafokern) maximal ca. 60[W] nicht genutzte Leistungsreserve (397[Veff] * (800[mAeff] - 650[mAeff]) zur Verfügung. Und diese Leistungsreserve nutzen wir - indem wir 6 Stück EL34 anstelle von 4 Stück EL34 heizen. Das treibt den Heizstrom von 6[A] (4 Stück EL34) auf 9[A] hoch - und erhöht damit die Heizleistung um ca. 19[W] (wir haben also immer noch ca. 40[W] Leistungsreserve auf dem Trafokern - zuzüglich der derzeit nicht genutzen, weiteren ca. 22[W] aus der separaten 270[V] / 80[mA] Anodenwicklung). Natürlich wird die 7[A] Heizwicklung da um 2[A] überlastet - aber (auch wenn's jetzt den einen oder anderen a bisserl schüttelt): da würde ich mir wenig denken. Weil: Erstens reizen wir den Trafo bezogen auf seine Kernleistung beileibe nicht aus, weswegen wir zweitens eine höhere Erwärmung der Heizwicklung durchaus tolerieren können (weil die anderen Wicklungen im Trafo weniger Wärme erzeugen) und wir drittens angesichts der 230[V] Netzspannung um den etwas höheren Innenwiderstand der Heizwicklung ganz froh sein können, weil uns der die Heizspannung von oben her wieder näher an die 6.3[V] bringt (Endröhrenlebensdauer). Also, Claus-Michael: Laß den Netztrafo im Dauerbetrieb mal ein paar Stunden sechs Stück EL34 heizen und schau nach, was thermisch passiert (die Heizwicklung liegt wegen des dicken Drahtes üblicherweise am Trafo ganz außen auf, da kommt man mit einem Thermometer gut hin) und wie hoch die Heizspannung bei Last direkt am Trafo gemessen ist.
  

Schaltungstechnisch könnte das dann ungefähr so aussehen:


Die hier vorliegende Überanpassung der Primärimpedanz des (ja bereits vorhandenen) Ausgangsübertragers (R(aa) 1.7[kOhm]) an die Endstufe (R(aa) P(max) 1.33[kOhm]) wurde bewußt in Kauf genommen - sie tut dem Klirrfaktor und dem Dämpfungsfaktor gut. Aus dieser Endstufenschaltung kommen ungegengekoppelt maximal ca. 110[W] Vollaussteuerungs-Ausgangsleistung bei erträglichem Klirr (ca. < 3...4%) raus - mit der Über-alles-Gegenkopplungsschleife dürfte der Vollaussteuerungsklirr im +/-1[dB] Übertragungsfrequenzbereich eines hinreichend dimensionierten Ausgangsübertragers auf Werte < 1% sinken.

Für Vollaussteuerung müssen die Steuergitter der Endstufenröhren (EL34) mit ca. 76[Vss] ausgesteuert werden. Außerdem weist jede EL34 eine wirksame Parasitärkapazität am Steuergitter von ca. 15[pF] auf (die Millerkapazität ist bei der EL34 als Pentode mit < 1.1[pF] fast vernachlässigbar - die setzen wir mit ca. 5[pF] ((380[Vss] / 76[Vss]) * 1.1[pF]) an. Die Verdrahtungs- / Leiterplattenkapazität wird mit ca. 40[pF] abgeschätzt. Nun erhalten wir als wirksame Lastkapazität aus der Sicht der Treiberstufe: ((3 * 15[pF]) + (3 * 5[pF]) + 40[pF] = ca. 100[pF]. Der kapazitive Blindwiderstand dieser ca. 100[pF] beträgt bei 22.1[kHz] (der höchsten Frequenz, die am Analogausgang eines CD-Spielers rauskommen sollte) nur noch ca. 72[kOhm]. Diese ca. 72[kOhm] allein benötigen also bei 22.1[kHz] schon einen kapazitiven Blindstrom von ca. 1.1[mA], welchen die Treiberstufe liefern können muß (und da sind die Gitterableitwiderstände etc. der drei EL34 pro Endstufenzweig noch gar nicht berücksichtigt). Damit wird klar, daß als Treiberstufe Eintakt-A-Konzepte mit großem Anodenwiderstand (damit man die 76[Vss] Vollaussteuerungshub verzerrungsarm hinkriegt) nicht das Mittel der Wahl sind - weswegen hier eine SRPP-Treiberstufe gewählt wurde.

Nach den alten RIM-Unterlagen macht der Herkules mit seinem Ausgangsübertrager 120[W] Dauerausgangsleistung bei einem Frequenzbereich von 50[Hz] bis 25[kHz] (Anmerkung: obige 22.1[kHz] kann der also noch) +1.5[dB]. Insofern macht es bei der Forderung:

eine 100 bis ...Watt Endstufe?

keinerlei Sinn, die Schaltung mit diesem Ausgangsübertrager für einen Vollaussteuerungs-Frequenzbereich bis herunter auf 20[Hz] oder so auszulegen - da macht bei Vollaussteuerung der Ausgangsübertrager schlapp. Alle C/R-Hochpaßkoppelglieder in der Schaltung (je 3 Stück pro Gegentaktzweig) wurden also auf eine -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 11.3[Hz] ausgelegt - gemäß der Formel: a = 20 * log (1 / ( sqrt ( 1 + ( f(g)² / f² ) ) ) ergibt sich dann bei -0.333[dB] eine untere Grenzfrequenz von 40[Hz] - was noch absolut Hifi-tauglich ist (Hinweis: bei 30[Hz] beträgt der Abfall durch diesen Hochpaß dann ca. 0.58[dB]). Diese Werte beziehen sich auf einen einzelnen C/R-Hochpaß - bei drei Hochpässen mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 11.3[Hz], die (durch aktive Bauelemente entkoppelt) hintereinander in der Schaltung sitzen, sieht das Ganze dann so aus:

• 50[Hz] = ca. -0.65[dB] (entspricht noch ca. 95[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 40[Hz] = ca. -1.00[dB] (entspricht noch ca. 87[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 35[Hz] = ca. -1.29[dB] (entspricht noch ca. 82[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 30[Hz] = ca. -1.73[dB] (entspricht noch ca. 74[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 25[Hz] = ca. -2.42[dB] (entspricht noch ca. 63[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 20[Hz] = ca. -3.61[dB] (entspricht noch ca. 48[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 16[Hz] (tiefster Orgelton) = ca. -5.27[dB] (entspricht noch ca. 33[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  
• 10[Hz] = ca. -10.72[dB] (entspricht noch ca. 9[W] Primärvollaussteuerungsleistung auf dem Ausgangsübertrager bezogen auf 110[W] bei 1[kHz]).
  

Dieser Tiefenabfall durch die drei C/R-Hochpässe dürfte in erster Näherung recht gut zu den von mir anhand der RIM-Angaben vermuteten Eigenschaften des Ausgangsübertragers passen. Allgemeine Anmerkung für Tiefbaßfetischisten: Es hat keinerlei Sinn, einen Ausgangsübertrager mit Tiefbaßfrequenzanteilen, die er mit der gewünschten Leistung nicht mehr übertragen kann, anzufahren. Das einzige, was dabei herauskommt, ist ein magnetisch völlig überfahrener (sprich: gesättigter) Übertragerkern, der in der Folge das gesamte Klanggeschehen (also nicht nur den Baß!) mit in den "Abgrund reißt". An dieser Stelle tiefbaßmäßig sinnvoll begrenzte Verstärker (die dann möglicherweise Papierdaten aufweisen, wo viele Amateure nur noch "booaaah, ist ja scheiße" sagen würden) klingen im Baßbereich oft wesentlich dynamischer, "trockener" usw., als Konstruktionen, die den Ausgangsübertrager sinnloserweise mit Tiefbaßanteilen belästigen und quälen, die der sowieso nicht mehr übertragen kann.

Auf eine Minimierung des Bauteileaufwands wurde angesichts dieser Passage da:

Als erste Röhre ist die E86C, als zweite die E88CC (beide Systeme parallel) und als Treiber die E80CC mit der symmetrischen Gegenkopplungsgeschichte geplant (ich habe da ein paar mit Goldstiften bzw. Red Label-Serie - wenn nicht jetzt, wann kommen sie dann sonst zum Einsatz?! )

die ein reichliches Vorhandensein von Röhren suggeriert, bei der Entwicklung übrigens nicht besonders geachtet. Die E86C kommt allerdings nicht zum Einsatz - warum? Nun, erstens schreit die ganze Schaltung (wegen der Symmetrie) nach Doppeltrioden, zweitens kann die E86C nur mit 6.3[V] bei einem von 300[mA] abweichenden Strom (nämlich 165[mA]) geheizt werden (wodurch ein eigener Heiztrafo erforderlich wäre, da Dein Netztrafo ja nur eine 12.6[V] / 2[A] Heizwicklung für die Vorstufenröhren hat - dazu nachfolgend näheres) und drittens ist das ein UHF-Rohr, dessen ausgeprägte Schwingfreudigkeit (in der Version als PC86) ich aus den 60er / 70er Jahren des letzten Jahrhunderts ganz vage noch in ziemlich unguter Erinnerung habe.

Zur Vorstufenröhrenheizere generell: E88CC und E80CC ist die Vorgabe für den Schaltungsentwickler - genauso wie der Netztrafo mit der 12.6[V] / 2[A] Vorstufenheizwicklung (eine 6.3[V] Heizwicklung für die Vorstufenröhren gibt es nicht). Nun, die E80CC ist im Philips-Datenblatt mit 12.6[V] / 300[mA] als eine Heizoption angegeben, das paßt zum Netztrafo. Bei der E88CC sieht das anders aus: Hier hängt an Pin 9 der Schirm, wodurch die Möglichkeit des Mittelabgriffs des Heizfadens verlorengeht - d.h. die E88CC läßt sich nur mit 6.3[V] / 300[mA] heizen. Damit muß in der Schaltung eine gerade Anzahl von E88CC vorhanden sein, damit man jeweils 2 in Serie geschaltete Heizfäden dieser Röhre an 12.6[V] betreiben kann. Diesem Umstand wurde bei der Schaltungsentwicklung Rechnung getragen.

Die Kathodenwiderstände der EL34 sind übrigens bewußt mit nur 0.6[W] Belastbarkeit dimensioniert (an denen fallen bei Vollaussteuerung maximal ca. 225[mW] Verlustleistung pro Widerstand ab) - die sollen, wenn irgendwas in der dazugehörenden Röhre schiefgeht, durchbrennen und so den Ausgangsübertrager schützen.

Hat Jemand einen aktuelleren Schaltplan für diese Komponenten als ich damals, der auch highendigen Ansprüchen genügt?

Ich hoffe, mit den vorstehenden Zeilen ist diese Frage hinreichend beantwortet.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

pragmatiker (Beitrag #4695) schrieb:

.....Ich hoffe, mit den vorstehenden Zeilen ist diese Frage hinreichend beantwortet. ...

Ich ahnte doch, dass Du was auf der Herdplatte hast, das noch durchgaren muss!

Insofern ist die Frage bereits jetzt schon mehr als beantwortet.

Dennoch kurz etwas Bildmaterial + Erläuterungen, um die Entstehung des Projektes von 1988 zu verdeutlichen:





Daraus machte ich die Mixtur, die ansatzweise auf dem Platinenfoto zu sehen ist.
Als Layout-Vorlage diente das Haas-Projekt - die Schaltung selber war aber zu 95% Herkules mit 4x EL34 und den benannten Trafos. Dann kam die große Pause ......

Vor kurzem grub ich wegen anderer Sachen mal wieder im Fundus und hatte diverse E88CC, E80CC, EC86 etc. in der Hand, die seit Jahrzehnten schon auf ihren Einsatz warteten.
Ein Blick ins INet ergab dann einen Treffer in Jogis Röhrenbude: das KT66-Projekt!




Da waren bereits 2/3 der "Wunsch"- Röhren drin - die dritte (E80CC) wurde kurzerhand als Treiber an die Stelle der 6SN7GT delegiert.
In diese Treiberstufe gedachte ich dann auch die Besonderheit der symmetrischen GK-Wicklung beim Herkules-AÜtr. einzubinden.

Bzgl. der EL34 Folgendes: ich habe überhaupt nichts gegen die EL34, war sie doch schon 1965 Leistungsteil meines ersten größeren Musiker-Verstärkers (Mischung aus Dynacord, RIM Gigant S, Echolette ...)



Zudem ist sie eine solide und dazu auch noch gut klingende Röhre, wie man bei vielen DIY-Amps hören kann. Die Idee der KTxx kam mehr aus optischen Belangen heraus zu Stande - etwas bauchige Glaskolben schauen schon nett aus (6x EL34 aber wohl auch ;))

Insofern wärme ich schon mal den Atari 1040 ST-E vor, damit ich dann das PCB-Layout zeichnen kann. Da habe ich nämlich ein nettes, unkompliziertes PCB-Programm drauf (dort entstanden auch die Platinen für den im Avatar abgebildeten SRPP-Vorverstärkers) und kann auf vorhandene, selbstgepixelte Röhrenbauteile zurück greifen. Vector-basierte PCB-Programme sind nicht so mein Ding - ich hab's mal versucht, klappte aber nicht.

Grüße
Claus-Michael

@Herbert - noch ein Hinweis: der NT hat eine separate Anodenwicklung für die Vorstufen von 270V/80mA mit eigenem GL + Siebkette - die 400V/0,8A stehen ausschließlich den Endröhren zur Verfügung.

Servus zusammen,

Schaltungsentwicklung kostet Zeit - und, wenn man halbwegs nachbausichere Sachen entwerfen will, immer mehr Zeit, als man zunächst veranschlagt. Also: Ich bin an dieser Schaltung dran, aber leider noch ziemlich weit weg vom "fertig sein". Diskutiert hier bitte einfach weiter (ich will diesen Thread nicht blockieren) - wenn ich fertig bin, editierte ich meinen obigen Beitrag und erstelle einen neuen Beitrag, der dann auf obigen Beitrag verlinkt.

Danke für die Geduld und Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

das Projekt hat bald 30 Jahre in Kartons dahin gedümpelt (und würde es noch weitere Zeit tun, wenn ich durch die VOX-Geschichte nicht wieder Lust zum Bauen gefunden hätte) - da kommt es auf etwas mehr Zeit auch nicht an!
Insofern habe ich mich bei Dir für Dein Engagement zu bedanken!!

Ein paar Anmerkungen:

Dass die "vorgegebenen" E80CC 12,6V können, die E88CC aber nur 6,3V, war mir bekannt. Dafür wollte ich einen Abgriff bei den 6,3V/7A der EL.. machen und mit einem GR + LM 317 etc. eine langsam hochfahrende GL-Hzg. kreieren (die E86C hast Du ja eh schon rausgekickt ;)).

Aber ich vermute, dass Du mehrere E88CC geplant hast und bzgl. Hzg. dann 2 Röhren in Serie geschaltet einsetzen willst.
Übrigens: E80CC ist derzeit nur 2x vorhanden - kann ich auch prima in meinem SRPP-Vorverstärker als ECC82-Ersatz einsetzen, wenn Dir die E88CC bzw. ECC88 mehr behagt. E88CC bzw. ECC88 sind mehrere vorhanden, am meisten noch leckere NOS-Telefunken ECC808 (RIM-Schaltungen lassen grüßen).
Deshalb der (etwas verspätete) Hinweis: zwar habe ich mich anfänglich auf die "vorgegebenen" Röhrenmodelle E86C, E88CC und E80CC kapriziert, kann mich aber genau so schnell auf eine zahlreichere Anzahl eines Röhrentyps E88CC bzw. ECC88 umstellen, wenn es Dir Dein Entwicklerleben einfacher gestaltet.

Du hattest die Notwendigkeit eines SRPP-Treibers angeführt. Sind SRPP-Schaltungen an dieser Stelle nicht etwas heikel und zudem auch aufwändiger?
Ein echter symmetrischer Eingang/Schaltungsverlauf wäre dann insofern nicht verkehrt, weil ich auch Vorverstärker/Quellen mit symmetrischem Ausgang auf Cannon habe.

Es müssen nicht 100W bzw. noch mehr sein - an die 100W reicht auch schon, wenn sich ansonsten für mehr Leistung schaltungstechnische Zwänge mit zusätzlichem Aufwand ergeben sollten. Wichtiger ist mir eine sehr gute HiFi-Tauglichkeit - Krawallos brauche ich wie von Dir richtig erkannt nicht.

Ich hoffe, ich habe mit den Anmerkungen bereits getane Arbeit nicht über den Haufen geworfen - das täte mir leid.
Morgen werde ich mal den Heizungstest mit 6x EL34 angehen (ist eh noch kalt genug draußen! ;)) - ich muss nur noch einen Einschalt-Softstart für den dicken Trafo erstellen, da es sonst die Werkstatt-Si raushaut!

Gruß
Claus-Michael

Hallo,

wenn es nicht genau 100W sein sollen, dann kannst Du auch zwei 6550 in Gegentakt oder 4 6L6GC laufen lassen. Zwei 6L6GC bringen an einem Übertrager mit Raa=4k und Ua=Ug2=400V rund 50W bei 50mA Ruhestrom und etwa -40V Gittervorspannung.

Grüße, Thomas

Hallo Thomas,

Danke für den Hinweis, aber ... eventuell ist Dir entgangen, dass ich bereits sowohl einen für dieses Projekt angefertigten NT (PM136) als auch den RIM-AÜtr. vorgegeben habe. Letzteren sehe ich als sehr gut an (Raa = 1,7KOhm).
Die Teile sollen endlich mal was Sinnvolles machen.

Gruß
Claus-Michael

Hallo,

Genau das habe ich ja gemeint - 4 6L6GC sind dann nur leicht fehlangepasst und die 6550 könnten genau richtig laufen - und der NT lässt genug Reserven zu.

Grüße, Thomas

Moin,

GüntherGünther (Beitrag #4701) schrieb:

..... 4 6L6GC sind dann nur leicht fehlangepasst .....

In dem Fall wären ja 4x EL34 genau richtig angepasst.Warum sollte ich dann auf die 6L6GC ausweichen?!
Und die 6550 läge jetzt m. W. bei guten 410V bzgl. Raa doch noch stärker daneben. Oder etwa nicht?

Gruß
Claus

Hallo,

es war ja nur ein Vorschlag - kein Stress!

Ich muss mal eine Arbeitsgerade für 6550 einzeichnen, aber grob sollte das passen.

Grüße, Thomas

Nachtrag: bei Ua = Ug2 = 400V laufen 4 6550 eigentlich super.. aber nimm die EL34, die ist preiswerter und echt ideal - meine Vorschläge waren nur Ausweichmöglichkeiten.