Audiophiler Class-D Verstärker

Ok, guter Hinweis - beide Seiten:
http://www.die-webto...1eeac4b02ecf0a67.gif

Bedenke, dass der Eingangswiderstand der 2. Stufe nicht hoch genug sein kann, um die Spannungsverstärkung des Differenzverstärkers so gut wie es geht auszunützen - daher ich bin hier nach wie vor für eine Kaskodenlösung in der 2. Stufe. Zunächst würde ich eher darüber nachdenken, wie man den Offset beseitigen kann.
Die sicher nicht akzeptablen harten "Nadeln" im Schaltverstärker müssen weg ...

@alle

Angeregt durch die Frage von Ampericher habe ich einige Untersuchungen zur Auswirkung der Totzeit in der Schaltstufe beim SODFA gemacht. Erfreulich ist, dass die Simulation sich in guter Übereinstimmung zur Praxis verhält. Eines vorweg: Auch einem SODFA ist die Totzeit NICHT egal, weder in der Simulation, noch beim gehörten praktischen Ergebnis. Mein Versuch von 1998, bei dem ich keine klangliche Auswirkung der Totzeit feststellen konnte, kann nicht mehr als Referenz angesehen werden. Die damals verwendeten Bauteile waren einfach zu schlecht. Schnelles und richtiges Schalten ist sowohl ( simulations-)messtechnisch, als auch gehörmäßig essentiell für die Klangqualität! Zunächst die Simulation. Ausgangspunkt ist die schon bekannte SODFA-Grundschaltung, allerdings hier mit dem LT1394 anstatt des LT1016. Beide Komparatoren arbeiten in der Schaltung hervorragend und unterscheiden sich kaum:

http://img240.echo.cx/img240/8985/sodfa18061394asc5zm.jpg

Wenn man die Ausgangsspannungen der beiden LT1720 ( in der Praxis beide in einem SO8 ) vergrößert darstellt, sieht man die folgenden Totzeiten in Abhängigkeit von C1 und C2:

22p>>12ns, 33p>>19ns, 47p>>25ns, 68p>>34ns, 100p>>48ns

Bei C1/C2=33p halten sich die simulierten Querstromspitzen durch beide MOSFETs beim Umschalten noch in Grenzen, daher habe ich diese Einstellung als Referenz genommen. C1/C2=22p ist zwar auch noch nicht kritisch, führt aber zu keiner signifikanten Verringerung der simulierten nichtlinearen Verzerrungen gegenüber 33p. Hier also die schon bekannte FFT-Analyse bei 100Weff an 4Ohm mit 33p. Sie unterscheidet sich nicht vom SODFA mit dem LT1016:

http://img240.echo.cx/img240/3907/sodfa18061394100wfft6vj.jpg

K3 liegt bei -96dB gegenüber dem Nutzsignal, entsprechend 0.0016%. Dass dieser Wert nicht hoffnungslos unrealistisch ist, werde ich später zeigen.

Jetzt das Ergebnis für C1/C2=100p, entsprechend 48ns ( Treiber-)Totzeit:

http://img236.echo.cx/img236/2161/sodfa18061394100p100wfft7gk.jpg

K3 steigt auf beachtliche 0.08%, zusätzlich fallen die ungeradzahligen höheren Klirrkomponenten kaum noch ab. Es trägt aber nicht nur die Einstellung des Totzeit-Generators zu dieser bei, sondern auch die Beschaltung am Gate der MOSFETs. Was passiert, wenn C1/C2 wieder auf 33p verringert werden, die Gate-Vorwiderstände aber von 10R auf 22R vergrößert, zeigt das folgende Bild:

http://img236.echo.c...33p22r100wfft8jm.jpg

K3 steigt immerhin auf 0.04%, die ungeradzahligen höheren Oberwellen fallen etwas schneller ab, dafür entsteht ein neues Bündel von Oberwellen oberhalb vom 20fachen der Signalfrequenz. Für 5kHz ist dieses irrelevant, könnte aber bei einem starken Nutzsignal im unteren Mitteltonbereich zusätzliche Verfärbungen im Hochton verursachen. Wenn man die Gate-Vorwiderstände anders herum auf 4R7 verringert, führt das zu keiner weiteren Verringerung der nichtlinearen Verzerrungen, genauso wenig wie eine weitere Verringerung von C1/C2. Die Dimensionierung 10R//1A-Schottky am Gate scheint also optimal zu sein, zumindest für MOSFETs mit einer Eingangskapazität von ca. 1nF.

Die Praxis: Die Schaltstufe meiner SODFA Hardware-Version entspricht weitestgehend der simulierten Schaltung. Ein LT1016 steuert über 470R//BAT62-03 einen LT1720, dieser die HIP2101 als Treiber, Gatebeschaltung 10R//SMS140. Um eine Beschädigung der MOSFETs auszuschließen, hatte ich anfangs vorsichtig C1/C2=68p ( in meinem Schaltplan für die Hardware-Version sind das C2 und C3 ) dimensioniert. Bei einer Verringerung auf 33p war ( noch in Mono ) eine leichte Klangverbesserung im Hochton hörbar. Eine weitere Verringerung auf 22p zeigte immer noch keine signifikante Erhöhung der Schaltverlustleistung, ließ aber eine weitere leichte Klangverbesserung erahnen. Die gemessene Verlustleistung: 220mW pro MOSFET.

Etwas mutiger habe ich jetzt die beiden Cs zur Totzeit-Generierung ganz weggelassen. Die Schaltverlustleistung steigt dabei nur auf 300mW pro MOSFET. Eine weitere Klangverbesserung konnte ich nicht mehr feststellen, zumindest nicht auf die Schnelle. Erst als ich versuchsweise mal die SMS140 von den Gates entfernte, stieg die Schaltverlustleistung rapide auf über 1.5W pro MOSFET. Zumindest mit einem wirklich schnellen Treiber ( HIP2101 ) scheint es also auszureichen, die Totzeit allein durch den Gate-Vorwiderstand, parallel zu einer Schottky-Diode zum schnellen Ausschalten, einzustellen.

Für einen weiteren Hörtest in Stereo habe ich heute noch mal C2/C3=100p ausprobiert. Der magere Vorteil, dass jetzt die Schaltverlustleistung auf 70mW pro MOSFET absinkt, wurde mit einer deutlich „zischeligen“ Hochton-Wiedergabe vermiest. Die Frage, ob man den Unterschied zwischen 0.08% K3 und 0.0016% ( in der Praxis wahrscheinlich etwas mehr, aber nicht viel mehr ) hört, ist also eindeutig mit „ja“ zu beantworten.

Spotnick schrieb:

Die sicher nicht akzeptablen harten "Nadeln" im Schaltverstärker müssen weg ...

Das kommt von der kleinen Drossel und dient der high-side Einschaltung! Nicht wegmachen! ...geht kaputt davon...

Die interessantesten I's:
http://www.die-webto...aa129ccfb02bf096.gif

Das letzte Diagramm ist "verschwupst" - aber bei "Windows" und Internet braucht man sich ja über gar nichts zu wundern. Hier nochmal der richtige Link zum FFT-Diagramm für den SODFA mit C1/C2=33p und Gate-Vorwiderständen von 22R:

http://img16.echo.cx/img16/1310/sodfa1806139433p22r100wfft1cz.jpg

Beobachter, dein letzter Link unterscheidet (Edit: unterschied) sich wohltuend von 0.000 Prozenten!
In der Praxis wird das komplexe Ansteuer-IC und der parasitäre Schaltungsaufbau dem idealen Pegelwandler vermutlich ein gehöriges Schnippchen schlagen.

Rumgucker schrieb:

Spotnick schrieb: Die sicher nicht akzeptablen harten "Nadeln" im Schaltverstärker müssen weg ... Das kommt von der kleinen Drossel und dient der high-side Einschaltung! Nicht wegmachen! ...geht kaputt davon... :.

Ein Schaltverstärker muss sauber schalten können, dass wird sich sicher bald bewarheiten. "Harte Nadeln" mit hoher Amplitude fördern IMO was? - Genau!

Der Offset wäre schon mal weg:
http://bildhosting.b...abe58556790d23a7.gif
Sorry - der kostenlose Bildspeicher will nicht mehr ...
Wat nu? Gibt es noch andere Möglichkeiten?

Ich denke, daß es das mit dem kostenlosen Bildspeicher war. Die Jungs sind auf funpic umgestiegen. Und funpic will eben genau kein Bilder-Downloader sein und verbietet das deswegen. Zumindest beim kostenlosen Funpic-Webspace.

Ich such mal nen neuen Space....

Bilderspeicher: http://tobi89.thhahost.info/pichost/ (2 Monate ohne erneutes laden)

Also, nochmal: klassische Offsetkorrektur
http://tobi89.thhaho...1118587683_Bild7.gif

@Beobachter
Ich denke auch, dass sauberes Schalten einer der Knackpunkte beim Schaltverstärker sind. Deswegen war ich nicht faul und habe mich schlau gemacht, was es für integrierte Lösungen gibt. Texas hat da eine ziemlich vielversprechende Technik in einem kleinen IC untergebracht.
UCC27222:
http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/ucc27222.html
Unbedingt lesen!
Der UCC2722x ist für meine Pläne erste Wahl, gibt es bei Spörle für 2€nochwas. Dort erhält man ebenfalls die Directfets von IR.

Ach ja, einen Wermutstropfen gibts. Der UCC2722x ist nur für gringe Spannungen aber vielleicht lässt sich das anpassen.

Tja Captain, no charge pump, no level shifter - wäre auch zu schön gewesen, das sehe ich auch so
Aber auch der Wermutstropfen tröstet nicht, es bleibt nur Wehmut, seufz ...

@Spotnick
Die Grafik, die du da zeigst zeigt die vorrangegangene Technik, adaptive drive. Wäre übrigens meine zweite Wahl
Der UCC benutzt jedoch predictive drive, welches die Verluste der Body Diode reduziert. Die Totzeit wird nur von den Eigenschaften der Mosfets und des Layouts bestimmt. Kein thermisches driften etc. ...
Adaptive drive bekomme ich zu fuß hin.

@Captain-Chaos

Der Halbbrückentreiber von TI ist wirklich hochinteressant, auch wenn die zu geringe max. Halbbrückenspannung ihn schon wieder uninteressant macht - anpassen läßt sich das leider nicht, aber es ist zu erwarten, dass TI in nächster Zeit auch Halbbrückentreiber mit gleicher Technik und höherer Spannung anbieten wird.

Wie aus meinen Diagrammen ersichtlich, ist es aber auch ohne diese Technik möglich, hervorragende PWM-Verstärker zu bauen ( der Spruch von Spotnick, dass einem ein integrierter Treiber stets einen Strich durch den Wohlklang macht, ist eben nichts weiter, als ein "Spruch" ). Selbst wenn man durch eine bewußt hohe Totzeit einen schlechten Klang provoziert, ist er immer noch vergleichbar mit einem mittelprächtigen Analog-Amp. Bei vernünftiger Totzeit-Einstellung gibt es offensichtlich einen Bereich, der weit genug ist ( etwa 5ns bis 20ns ), um die hierdurch noch verursachten nichtlinearen Verzerrungen auf ein absolut unhörbares Maß zu reduzieren, schon bevor überhaupt eine Kühlung der MOSFETs nötig wird. Allenfalls für absolute High-Power-Anwendungen könnte es sinnvoll/notwendig werden, die Totzeit aktiv nachzuregeln. Das bedingt natürlich einen Treiber-IC mit der entsprechenden hohen Spannung. Wenn man z.B. den HIP2101 ( Halbbrückenspannung hier max. 100V! ) mit dem UCC27222 vergleicht, so ist der HIP2101 schneller und kommt ohne eine aktive Totzeit-Regelung aus, was in der Praxis auch funktioniert. Einziger Vorteil des UCC27222 scheint die höhere Impulsstrom-Lieferfähigkeit zu sein, was sinnvoll ist, um Hochstrom-MOSFETS zu treiben, wofür er anscheinend konzipiert ist.

Spotnick!

Drei zusätzliche Bauteile! Soll ich Dich "Beobachter II" nennen?

Ne.. aber mal im Ernst. Mit dem "Offset-Ausgleich" geh ich nicht mit. Das ist getrickst. Der offset entsteht durch das asymmetrische Taktverhältnis, jedenfalls erkenn ich keine andere Ursache. Diesen offset hat der UcD-Modulator wieder auszugleichen. Wenn er das nicht kann, wäre das gegen den UcD sprechend.

Ziel: rechte Basis auf Masse MUSS offset=0 erbringen!

Fällt keinem was zu folgendem ein?

http://www.1200kb.net/uploadimg/file873605066.jpg

@Spotnick Die Grafik, die du da zeigst zeigt die vorrangegangene Technik, adaptive drive. Wäre übrigens meine zweite Wahl

Oh Mann Rumgucker ... - das ist die Innenschaltung des IC's vom Captain!
Für dich bräuchte ich dringend ein Smilie oder ein grosses Schild, wo dick und fett Ironie draufsteht!




Mit dem Offset ...
Ok, du hast da deine ureigenen Ansichten, aber bedenke, dass die Schaltung unsymmetrisch ist und Ucd keine Wunder vollbringen kann.
Ich bin gespannt, wie du alles lösen willst/wirst und halte mich dann mal lieber mit weiteren Vorschlägen zurück.

Spotnick schrieb:

Tja Captain, no charge pump, no level shifter

Is alles doch drin, oder wozu glaubst du ist D1 und C1 auf Seite 7? Und warum heißt 14 VHI?
Nur eben zu wenig Spannung.

@ Captain-Chaos:
Anpassen lässt sich da nichts. An Pin SW/SWS wird direkt die Wirkung der Reversediode(n) gegen PGND und VDD gemessen.
Vielleicht kann man das aber nacharmen. Die Flussspannung an der Reversediode dürfte um einiges höher sein als der Spannungsabfall an R_DSon..... Eine Totzeitregelung hieraus abzuleiten währe allerdings ziemlich aufwendig.

Ich denke, der TDA8939 wird mit einer ähnlichen Technik arbeiten. Er hat die FETSs ja intern und deshalb voll unter Kontrolle. Und der kann mit 60V schon etwas mehr leisten.

PS: Habe meine Software fertig (jedenfalls so, dass sie morgen läuft). Kann jetzt wieder ruhig schlafen und euch beim Simulieren zuschaun.

Spotnick?

Oh Mann Rumgucker ... - das ist die Innenschaltung des IC's vom Captain! Für dich bräuchte ich dringend ein Smilie oder ein grosses Schild, wo dick und fett Ironie draufsteht

Ich hab das aber gar nicht geschrieben.... erst auf den Verfasser gucken, dann schimpfen ....

Ausnahme: wenns einer ausm Triumvirat ist, kommts so genau nicht auf den Nick an. Da triffst Du nie nen Falschen....

vom Beobachter:

( der Spruch von Spotnick, dass einem ein integrierter Treiber stets einen Strich durch den Wohlklang macht, ist eben nichts weiter, als ein "Spruch" ). Selbst wenn man durch eine bewußt hohe Totzeit einen schlechten Klang provoziert, ist er immer noch vergleichbar mit einem mittelprächtigen Analog-Amp.

Auf gut Deutsch: Sprüche klopft hier der Meister himself am besten!

Oh shit!

Rumgucker, ich bitte vielmals um Entschuldigung!

(es ist manchmal zum wegrollen hier - nochmals: pardon!!! )

PS: schimpfen tu ich aber nie ...


Tillg: wo wird denn hier ein Pegel angehoben??

@Rumgucker

Ich habe nun schon sehr viele UcD-Simulationen gemacht und dabei die verschiedendsten Varianten durchprobiert. Auch bei einer Halbbrücke ist das UcD-Prinzip nicht unbedingt selbststabilisierend, was den Offset angeht. Insbesondere, wenn man mit diskreten Bauteilen arbeitet, ist eine zusätzliche Offset-Abgleichmöglichkeit meistens erforderlich.

Beobachter schrieb:

@Rumgucker Ich habe nun schon sehr viele UcD-Simulationen gemacht und dabei die verschiedendsten Varianten durchprobiert. Auch bei einer Halbbrücke ist das UcD-Prinzip nicht unbedingt selbststabilisierend, was den Offset angeht. Insbesondere, wenn man mit diskreten Bauteilen arbeitet, ist eine zusätzliche Offset-Abgleichmöglichkeit meistens erforderlich.

Ok. Danke! Also ist unser Phänomen bestätigt. Folglich muß das Prinzip verbessert werden. Haben wir nen Regelungs-Menschen hier?

Rumgucker schrieb:

Diesen offset hat der UcD-Modulator wieder auszugleichen.

Diesen Offset macht der UdC logischer Weise zwangsläufig aus deinen krass unterschiedlichen Schaltzeiten. Ich könnte dir auch genau erklären warum, weil ich genug Fantasie habe, mich auch ohne Simulation in eine Schaltung hineinzudenken, während du zwar den Simulator beherrschst, aber nicht verstehst, was er dir sagen will. Und auf mich hörst du ja aus Prinzip nicht.

Wenn er das nicht kann, wäre das gegen den UcD sprechend.

Dieser Satz ist völlig korrekt. Und wenn ihr es überhaupt hören wollt, erkläre ich euch demnächst, warum ein UcD prinzipiell eine nichtlineare Aussteuerkennlinie hat, und deshalb nichts taugt.

ich sach nur: #2169

Tillg meint doch tatsächlich:

Nur eben zu wenig Spannung.

Ja wo sind wir denn hier!

Captain, das nächste Smilie bitte:

Ok... das ist der Killer für den Bildspeicher. Schade.

Ok. Danke! Also ist unser Phänomen bestätigt. Folglich muß das Prinzip verbessert werden. Haben wir nen Regelungs-Menschen hier?

Ja, ja, aber mir glaubst du ja nichts

Plöter asymmetriuscher Blastastler UcD.

Ich glaub Dir alles!

Vor allen Dingen, was Du dazu zu sagen hast:

http://www.1200kb.net/uploadimg/file873605066.jpg

@Rumgucker
Hast du mal 0V an den Eingang gelegt?

Du meinst bei meinem Verstärker? Hehehehe... richtig! Jetzt kommst Du mir auf die Schliche. Dem Mysterium des Überlastschutzes.

Da steckt viel Trick in der "neuartigen Ladeschaltung".. oder wie Ampericher das auch immer genannt hat.

Ja, Rumgucker, ich werd mir das Filter gleich mal ansehen, offensichtlich muss es Vorteile haben. Bevor ich es selbst rausfinde: Welche? Achso! Man sieht es ja ...

Tillg schrieb:

Rumgucker schrieb: Diesen offset hat der UcD-Modulator wieder auszugleichen. (...) Wenn er das nicht kann, wäre das gegen den UcD sprechend. Dieser Satz ist völlig korrekt. Und wenn ihr es überhaupt hören wollt, erkläre ich euch demnächst, warum ein UcD prinzipiell eine nichtlineare Aussteuerkennlinie hat, und deshalb nichts taugt.

Nur zu.

Offene IM an Henry...

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Henry?

Leider hat sich http://bildhosting.die-webtools.de/ seit eben bei funpic hosten lassen. Funpic erlaubt das externe Bilder-Verlinken jedoch nicht! Der Betreiber des Bilderservers scheint seinen fatalen Irrtum noch nicht geschnallt zu haben.. er wollte Pic-Webspace für lau.

Damit ist der Thread "Pläne hochladen" nicht mehr ok.

Bitte setz in den Thread den Ersatz-Link auf einen anderen Bilderserver rein: http://www.1200kb.net/

...zumindest, bis der erste Server wieder bei funpic abgewandert ist.

Einer weg, zwei neue ...
http://www.picsplace.to/
plus Ersatz:
http://www.directupload.net/

@Spotnick

Ist dir schon ein Server aufgefallen, der auch .pdf-Dateien zuläßt? Wäre ein echter Fortschritt.

Ne, aber was anderes ist mir aufgefallen:
LTspice hat eine Zenerdiode im Programm namens BZX84C6V2L mit 0.9 Volt:
http://img3.picsplace.to/img3/3/Bild9.gif

Spotnick: es bringt Vorteile, wenn C4 (47nF) in meiner ursprünglichen Schaltung mit +Ub verbunden wird. Dann schwingt er auch ohne NF sauber an.

...zusätzlich zum hochgelegten C4 hab ich hier nen Sperrkreis eingefügt. Leider kann ich beim UcD nicht komplett sperren, weil sonst die Rückkopplung verschwindet.

Es wundert mich sehr, daß hier noch keiner auf die Sperrkreis-Idee gekommen ist...

Moment mal....

...die Phasenverschiebung über dem Sperrkreis ist 0°. Man könnte vermutlich auch ohne C7 eine Rückkopplung aufbauen, wenn man ein lead-Netzwerk (zum Ausgleich der Laufzeit) auf den nicht-invertierenden Eingang des Komparators rückführt.

UcD mit Sperrkreis... das hätte was!

Ein feiner Artikel, insbesondere der vorletzte Absatz erscheint mir wichtig in Anbetracht einiger Schwärmereien hier:
http://www.hifiaktiv...ungen_blindtests.htm
Gruß, der Meckerkopp

Achja, den Sperrkreiseinfall hatte ich vor ca. einem Jahr - auf dem Topp sitzend...
Tja, weil nie verwirklicht, nun auch nicht mehr beweisbar.

Rumgucki, nimm's mir bitte net krumm:
Ein UcD, egal in welcher Form er daherwackelt, entlockt mir, wenn überhaupt, nur noch ein gaaanz, ganz arg müdes Gääähnen ...

N8 und träum' süß

Der Gedanke, das Ausgangsfilter statt eines zusätzlichen Integrators zur Erzeugung der Schaltflanken zu benutzen kam mir, lange bevor ich das erste mal von UcD gehört hatte. Ich hab ihn euch nur nicht kund getan, da geht es mir wie Timo. Und ich hab es vor allem deshalb nicht, weil er mir nach einiger Überlegung als zu mangelhaft erschien, und ich ihn deshalb wieder verworfen habe.
Da UcD aber hier so in Mode gekommen ist, habe ich diese Überlegungen noch einmal aufgefrischt und durch neue ergänzt. Und da ich sie euch telepatisch schlecht übermitteln kann, habe ich dazu ein wenig rumsimuliert, um euch meine Überlegungen zu veranschaulichen.
Für alle, die überhaupt nicht wissen, wovon die Rede ist, eine kurze Erläuterung findet ihr bei der hifiakademie.



V1 liefert 250kHz, grüne Kurve. Das LC-Ausgangsfilter ist bekanntlich ein Filter 2. Ordnung. Die erste Integration findet ihre Entsprechung im Strom durch die Spule, rot dargestellt. Am Ausgang liegt die blaue Spannung, im Bild 15-fach vergrößert. Sie entspricht der Kondensatorladung durch den Spulenstrom.



Die erste Integration kehrt natürlich bei Umschaltung der Eingangsspannung ihre Richtung um. Beim HyWa/SODFA löst ein solcher Integrator durch Erreichen der Komparatorschwellen die Umschaltung aus. Man kann daher mit der Komparatorsteilheit und der Differenz der Spannungsgrenzsen die Schaltfrequenz einstellen.
Die zweite Integration (blau) hat bei den Schaltflanken ihren Nulldurchgang. Deshalb benutzt der UcD diesen Nulldurchgang zum Umschalten der Schaltstufe. Der Komparator für die Umschaltung soll dabei keine Hysterese aufweisen. Das erscheint anhand der Abbildung auch plausibel.
Nun könnte man annehmen, wenn die oben gezeigte Schaltung durch Anlegen eines Rechtecksignals an den Filter genau diese Intrgrationskurven erzeugt, funktioniert das auch umgekehrt. Es entsteht also genau diese Frequenz, wenn man mit dem Nulldurchgang eine Schaltstufe schaltet. Die 250kHz habe ich aber willkürlich gewählt. Mit einer anderen Frequenz funktioniert das gezeigte genau so. Der Nulldurchgang liegt auf der Umschaltflanke, nur die Amplitude ist eine andere.
Ein UcD ohne Hysterese und ohne Verzögerungszeit würde nicht schwingen, er ist ausgeregelt. Schwingt er doch, währe er bestrebt, ständig die Ausgangsamplitude zu verringern. Damit erhöht er zwangsläufig die Schaltfrequenz. Aber zum Glück hat er ja zumindest eine Verzögerungszeit und schwingt dadurch tatsächlich. Hysterese und Verzögerungszeit sind also irgendwie Frequenzbestimmend.
Nimmt man die Hysterese zur Frequenzeinstellung, so wandert sie bei Aussteuerung entlang der Filter-Ausgangsspannung (blau). Diese will man ja möglichst klein haben, und damit gelangt man bei dieser Wanderung schnell in den nichtlinearen Bereich bzw. sogar mit einem Umschaltpunkt über die Amplitudengrenze der Ausgangsspannung.
Bleibt die Verzögerungszeit. Sie bewirkt, dass die Umschaltung der Schaltstufe später erfolgt, als der Komparator-Umschaltpunkt, also der Nulldurchgang. Dieser Nulldurchgang wird aber durch das Umschalten der Schaltstufe hervorgerufen, der nächste Nulldurchgang trifft also später ein. Das alleine würde die Umschaltperiode bei geringster Verzögerungszeit immer länger machen. Es trifft aber mit dem Effekt zusammen, dass die Phase des Ausgangssignales um etwas weniger als 180° zum Eingang verschoben ist, wie man im Bild 1 bereits sieht. Die Ausgangsspannung schneidet die Nulllinie ca. 40ns vor der Schaltflanke. Ein Umstand, der dem UcD sehr entgegenkommt, ihn erst möglich macht. Zusammen mit dieser scheinbaren Negativverschiebung stellt sich dadurch ein diffiziles Gleichgewicht ein.
Woher kommt dieser Effekt? An der Filtergüte selbst liegt es nicht. Verschlechtert man die Filterelemente, ändert sich kaum etwas. Es liegt am angeschlossenen Lastwiderstand, der die Filtergüte viel stärker beeinflusst, als die Filterelemente selbst. Verringert man diesen z.B. auf 1 Ohm, ergibt sich folgendes Bild:



Die Verschiebung beträgt jetzt 340ns. Sie hat sich damit etwa umgekehrt proportional zum Lastwiderstand verändert.
Das bedeutet aber, dass die Schaltfrequenz auch deutlich von der Lastimpedanz abhängt, was immer das für komplexe Lasten bedeuten mag, wozu auch eine zweite Filterstufe gehört, und was immer das für Auswirkungen hat.
Auch beim Hysteresewandler ist die Schaltfrequenz in geringem Maße lastabhängig. Die Kurvenform und Amplitude der Schaltfrequenz verändert sich. Beim SODFA ist diese Abhängigkeit noch mal deutlich geringer.

Nun möchte ich zum wichtigsten Schwachpunkt des UcD kommen, zum Verhalten bei Aussteuerung. Ich habe ein Tastverhäliniss von 3:1 eingestellt, was 50% Aussteuerung entspricht. Erwartungsgemäß stellt sich im Mittel (also durch eine zweite Filterstufe oder den Lautsprecher integriert) eine Ausgangsspannung von 5V ein. Diese 5V habe ich im Bild auf die 0V-Linie verschoben, um die 15-fach vergrößerte Ausgangskurve mit im Bild darstellen zu können. Denkt euch also auf der Nulllinie für die blaue kurve 5V und je Skalenteil ca. 0,13V:



Die (blauen) Flächen unterhalb und oberhalb der Nulllinie sind also gleich, wenn LTSpice richtig gerechnet hat.
In dieser 5V-Linie schneidet aber die Kurve keineswegs die Schaltflanken. Die Umschaltung der Schaltstufe erfolgt ca. 0,25V höher, also bei 5,25V. Mit anderen Worten, bei einem Spannungsteiler zwischen NF-Eingang und UcD-Ausgang mit dem R-Verhältniss 1:1, bei dem wir eine Verstärkung von -1 erwarten, benötige ich –5,25V Eingangsspannung, um die 5 V Ausgangsspannung zu erhalten, die man hier sieht. Die Regelung des UcD stellt nämlich das PWM-Tastverhältniss so ein, dass an der virtuellen Masse des Komparators zum Schaltzeitpunkt auch 0V liegen. Man könnte es auch genau andersherum ausdrücken. So ist eben Regelung.
Nun währe eine solche Verschiebung kein Problem, wenn sie linear währe. Aber sie findet entlang der blauen Kurve statt, und die ist wie man sieht keineswegs linear. Der UcD hat also von Hause aus eine nichtlineare Kennlinie, und das ergibt Oberwellen. Wohingegen ein SODFA (und theoretisch auch der HyWa) von sich aus linear ist. Er kann nur durch ungünstige Schaltungsausführung davon abgebracht werden, linear zu übertragen.

Erhöht man die Filterdämpfung für die Schaltfrequenz, kann man den Effekt natürlich verringern. Beseitigen kann man ihn damit nicht. Wegen der verringerten Amplitude der Integratorspannung am Komparatoreingang handelt man sich dabei aber wiederum Schaltungenauigkeiten ein, ich möchte als Stichwort nur Leitungs- und Masseführung erwähnen. Ein direkter Komparatoreingang reagiert außerdem darauf noch ganz anders, als ein gutmütiger Integratoreingang beim HyWa oder SODFA, das hatte ich schon mal erläutert.

Anhand der letzten gezeigten Kurven kann man auch gut nachvollziehen, welch unangenehme Wirkung eine Komparatorhysterese haben muss.
Die Phasenverschiebung zwischen Ausgangsspannung und Schalflanke an der Triggerschwelle bei Aussteuerung beträgt hier übrigens nur 25ns (bei 10 Ohm RL), was die Schaltfrequenz reduzieren müsste.

Und wenn man die Sache etwas weiter denkt (dazu braucht man auch nur ein kleines bisschen Fantasie) kann man leicht herausfinden, woher beim UcD ein Offset kommt, wenn die Verzögerungszeiten der Schaltstufe unsymmetrisch sind. Auch eine Prinzipbedingte Schwäche des UcD.

edit:
Jetzt habe ich den Beitrag auch mal gelesen, auf den ich mich am Anfang bezogen hab:
Zitate Bruno Putzeys:
- "Self-oscillating amps are indeed liable to produce intermod tones. So far we've gone up to 5 channels x 100W crammed on a single PCB."
- "The UcD layout was in its 5th or 6th "generation" before it was finally ready to be used in production."
- "...I no longer manage with two-layer boards and I move up to 4 layers."
Richtig was für DIY!

Ich schrieb:

Nun währe eine solche Verschiebung kein Problem, wenn sie linear währe. Aber sie findet entlang der blauen Kurve statt, und die ist wie man sieht keineswegs linear.

Ich muss allerdings einräumen, dass sich die blaue Kurve durch die Aussteuerung verbiegt. Sollte es der Zufall oder die Vorsehung wollen, dass sie dadurch auf wundersame Weise quasi linearisiert wird? Die Tendenz dazu hat könnte sie haben:

@ tillg, @ alle

Sehr aufschlußreich, Deine Beiträge. Ich habe vor einiger Zeit schon mal irgend wo im Netz gelesen, daß jemand Klimmzüge mit dem UcD-Layout gemacht hat.
Er hatte dabei das eingegossenen Modul des UcD 400 verwendet, da er die Schaltung nicht kannte, hat aber den Schaltplan der
Basisplatine aufgenommen und damit Layoutverbesserungsversuche gemacht.
Nach seinen Angaben konnte er den Klirrfaktor merklich verringern.
Der Mann hat beschrieben, daß es beim UcD sehr kritisch ist, ein brauchbares Layout zu zimmern. Er kam dann auch zu dem Schluß, daß weitere Verbesserungen nur durch Verwendung eines Multilayers möglich wären.
Für DIY zu vergessen.

Beim SODFA verhält sich das, zu mindest nach meinen Erfahrungen, anders.
Ich habe inzwischen insgesamt 7 Testboads, mit zwei verschiedenen Schaltungen aufgebaut.
Wenn man bestimmte Spielregeln beachtet, ist das Layout für einen SODFA unkritisch, da dieser von naturaus sehr stabil arbeitet.
Ich habe bei diesen Boards immer eine groundplane(Oberseite der Leiterplatte kupferkaschiert)verwendet.
Das garantiert beste Erfolge, da man dadurch Masseprobleme
optimal ausschaltet. Leiterplatten in Handys z.B., sind ebenso aufgebaut.
Die Brückung von Leiterbahnen habe ich mit O-Ohm/1206
Widerständen auf der Lötseite vorgenommen.Bei geschickter Anordnung der Bauteile sind das relativ wenige.
Wenn man eine durchkontaktierte Leiterplatte verwendet, ist es kein Problem, auf der Oberseite auch SMDs in der groundplane zu platzieren.
Massebezogene "Durchkontaktierungen" habe ich von der Lötseite, mit Silberdraht durch 0,8mm Bohrungen,direkt zur groundplane verlötet.
Die große Massefläche bietet eine gute Abschirmung gegen HF-Streuung von "heißen" Leiterbahnen.Diese sollten, nach Möglichkeit, in eine Massefläche eingebettet werden.
Generell gilt, alle Leiterbahnen, insbesondere die im Leistungsteil, so kurz wie möglich, und so breit wie nötig zu machen.Ziel sollte sein, ein sauberes Schalten der MOS-Fets zu erreichen(geringstes Überschwingen).
Wird die Leiterplatte mit möglichst geringem Abstand, (etwa 3mm) auf eine Metallplatte(Gehäuse) geschraubt,erhöht das die Abschirmwirkung.
Die -Einspeisung der Versorgungsspannung muß direkt am Minuspol der Siebelkos erfolgen, auch die groundplane muß dahin,aber nur an einer Stelle, kontaktiert werden, damit alle Masseströme der Schaltung sternförmig durch diesen Punkt fließen. Sromversorgung und Ausgänge sollten auf einer Seite plaziert werden, Eingänge auf der anderen. Eine, so hergestellte Leiterplatte, garantiert optimale Funktionalität.

@ beobachter

Mich interessiert nochmal das Ausgangssignal des Integrators, Deiner Schaltung, ohne Modulation.
Ich weis nicht, ob Du derzeitig die Möglichkeit hast, das
zu oszillographieren, und hier einzustellen.
Aus der Signalform kann man einige Rückschlüsse über die "Reinheit" der Schaltungsfunktion ziehen.
Ich habe z.B. einmal Nadelspikes in der Flanke der Dreieckspannung gehabt.
Nach Umplatzierung von Blockkondensatoren, und geringfügiger Layoutänderung waren diese dann weg.
Der Integrator-OP und der Komparator müssen optimal, und auf kürzestem Wege abgeblockt werden.
Weiterhin sind der Umschaltpunkt der Dreieckspannung, und die Linearität interessant.
Auch am Umschaltpunkt kann man sich Spikes einhandeln.

@ tiki @ alle

Die Tests der HIFI AKTIV sind sehr interessant.
Dort spiegeln sich meine Ansicht und Lebenseinstellung, bezüglich des Wortes "audiophil" wieder.
Ich habe bereits über die ersten 4 Punkte, mit "Hyper-Audiophilen"(solche, die das Gras wachsen hören), aus meinem Bekanntenkreis, Streitgespräche geführt.

Speziell über das Thema: Klangverbesserung durch bessere Netzkabel, und alles was noch davor kommt, bis hin zu Spezialsicherungen im Zählerkasten.
Für mich ist das alles Hombug.
Der ganze Zinober dient nur einem Zweck, der Werbung und dem Absatz dieser Produkte.
Auch das Schwärzen der CD-Ränder, das angeblich gegen klangverschlechterndes Fremdlicht helfen soll, ist völliger Quatsch.
Zum einen ist das Abtastlaserlicht selektiv, und zum anderen ist es in der Mulde, in der die CD liegt ,dunkel.
Es müßte schon zufällig direktes Sonnen- oder Halogenlicht präzise in einen Schubladenspalt fallen, um an den Rand der CD zu gelangen.
Was die Audiokabel anbetrifft, bin ich da schon etwas vorsichtiger.
Bei größeren Kabellängen und Kabeln mit hoher Kapazität können durchaus höhere Frequenzen benachteiligt sein.
Was CD-Player anbetrifft, hier liegt wohl der entscheidende Knackpunkt.
Ich habe in meiner Familie 6 verschiedene Player, verschiedener Preisklassen.
Jeder hat ein, deutlich von den anderen abweichendes Klangbild.
Bei dem Vergleich ist mir aufgefallen, das 4 von ihnen den Bassbereich nicht so füllig wiedergeben.
Ergänzend muß ich allerdings dazu sagen, daß alle DVD-Player sind.
Jedenfalls habe ich jetzt endlich mal was schriftliches in der Hand, das ich den "Spezies" unter die Nase reiben kann.

Es gibt Homophile, es gibt Pädophile und es gibt "Audiophile", aber davon gibt es hoffentlich nicht so phile.

@tiki

Wirklich ein sehr schöner Artikel. Aus diesem Grund verwende ich auch nur Billig-Kabel.

Das gewonnene Geld investier ich lieber in bessere aktive Bauteile.

@Tillg

Sehr gut zusammengefasst! UcD-Schaltungen kann man nicht entwickeln, man kann sie nur "zurechtfummeln". Ich habe dazu die abgefahrendsten Schaltungen entworfen, um rein schaltungstechnisch das Prinzip möglichst "sauber" umzusetzen. Das Prinzip an sich arbeitet aber nicht "sauber", wie ich ganz zu Anfang schon mal nur aufgrund der Gleichungen in der Patentanmeldung vermutet hatte. Man steht also vor der müßigen Aufgabe, "unsaubere" Schaltungen so hinzubiegen, damit es am Ende irgendwie halbwegs linear wird.
Allerdings bringen mich deine Diagramme ( die ich in verschiedendsten "verbogenen" Variationen schon auf dem Bildschirm hatte ) mal wieder auf eine Idee. Werde sie gleich mal ausprobieren.

@Ampericher

Muß erst messtechnisch aufrüsten, dann kommt ein ausführliches Messprotokoll mit allen "Schikanen".

V1 liefert 250kHz, grüne Kurve. Das LC-Ausgangsfilter ist bekanntlich ein Filter 2. Ordnung. Die erste Integration findet ihre Entsprechung im Strom durch die Spule, rot dargestellt. Am Ausgang liegt die blaue Spannung, im Bild 15-fach vergrößert. Sie entspricht der Kondensatorladung durch den Spulenstrom.

Tillg, was meinst du mit:
1. "Die erste Integration findet ihre Entsprechung im Strom durch die Spule"
2. "Sie [die Ausgangsspannung] entspricht der Kondensatorladung durch den Spulenstrom." ?

Mit 1.) kann ich überhaupt nichts annfangen, bei 2.) vermisse ich die Einbeziehung der Tatsache, dass die Ausgangsspannung an einem Realwiderstand eine Funktion des Stroms durch denselben ist

In den Diagrammen sehen wir also die durch ein Tiefpassfilter 2. Ordnung gefilterte Trägerfrequenz, hervorgerufen durch die lineare Funktion von L1 und die e-Funktion von C1:
http://img3.picsplace.to/img3/7/Bild1.gif
Das vielleicht als Einstieg. Wie es zu den schiefen Sinuskurven bei nahezu vollständiger Integration kommt, sollte IMO klar sein, weitere Abbildungen zur grundsätzlichen Funktion eines Filters nicht ausgeschlossen (Ausgangsspannung und Ausgangsstrom wurden erst einmal bewusst masstabsgetreu abgebildet, um die verhältnisse zu erkennen)