Probleme mit Rückkopplung!

Die Schaltung kommt hier sicher einigen bekannt vor.
Der totale super Ansprechpartner dafür dürfte "Beobachter" sein.
Oder wars "Praktiker"? Einer von beiden hat die verbesserte Version hier mal im Laufe einer Schaltungsdikussion ins Netz gestellt.
R13 und R43 sollten (glaube ich) die Eingangkapazität der Fets simulieren bzw, für deren schnelleres Umladen sorgen.

Wenn Du nicht viel ändern willst, versuche mal die 100 Ohm Gatewiderstände der Fets zu erhöhen.(220...330 ?)
(Ansonsten ist natürlich C14 schon wichtig für die Frequenzgangkompensation.)

Dann würde ich über die Z-Dioden D6/7 mindestens 22µF Elkos schalten.

Und Du könntet die Verstärkung doch schon bei IC 1und 2B verringern. Das ist weniger schwingkritisch.

Im übrigen sehe ich gerade im Datenblatt, das der OPA134 seine super Werte nur bei R-Last=>2kOhm bringt. Da bist du mit 560 parallel +C13 R41 schon deutlich drunter. Vielleicht ist hier ein andere OPV doch geeigneter.

Hallo,

mal so ganz aus dem Bauch:

Eigenschwingung bei 3MHz!

Mit 4.7p und 10K hast Du eine Begrenzung von -3db bei 3.3Mhz. Einsetzen wird das ganze wohl ab 2.8Mhz.
Vorher war es mit 22K und 10p bei ca. 724Khz -3db.
Wenn Du eine V von wirklich nur 11 haben möchtest (vorher war es ~ 47), dann solltest Du für R45 etwas um die 2K versuchen (das Wahre ist es aber nicht).
Wenn es bleiben soll wie Du eingebaut hast, dann muß der GK-C für die 724Khz um die 20p haben, nicht 4.7p.
Versuch es halt mal.
Die Buze und die Schaltung geben die 3.3Mhz sicherlich nicht her, denn das

Das sorgt für einen zu hohen Ruhestrom, der unter Umständen sogar nur durch einen Sicherheitswiderstand gebremst wird.

sieht nach nicht mehr ausschalten wollen der Mosfet aus.

Source-R gibt es wohl keine oder sind die rechts im Bild, unsichtbar?

R44 scheint die Last für den Opv darzustellen. In dem Moment wäre C13 und R43 das Boucherotglied.
Mit 1n und 100R läge die Grenzfreq. bei etwa 1.6Mhz -3db. Was dann darüber ist, gibt mit Sicherheit eine Phasenverwurschtelung. Der Erfinder wird nicht ohne Grund auf 724Khz Begrenzung mit C14 gegangen sein.
Was den OPA 134 angeht - keine Ahnung ab wann der nicht mehr will, auch die optimale Last für ihn muß ermittelt werden. Man kann die Typen nicht so ohne weiteres tauschen.

Du kannst versuchen das Boucherotglied raus zu tun oder mit der Gegenkopplung und dem Boucherot etwas zu spielen.
Die oben vorgeschlagenen 2K für R45 sind nicht so das Wahre. Die 470R bringen zwar mit 47µ für C12 nur 7.2Hz Fug aber als U-Teiler sind die 470R besser als 2K.

Die Ub ist nicht eingezeichnet aber mit einer V von 47.8 und Elkos in der Ub Leitung von nur 40V ist da etwas komisch.
Aussehen tut es nach +/- 30V Ub und dann wären am Eingang nur etwa 440mV von Nöten. Das wär ein bissel wenig.

etwas runterzusetzen um mit höheren Spannungen aus der Eingangsstufe gehen zu können.

Und wie wäre es, wenn Du einfach einen Teiler vor die ganze Endstufe bringst?

viele Grüße

Es tut mir sehr leid Leute, aber ich hatte vergessen zu erwähnen, dass ich als Treiber IRF540N verwendet habe(und sie schalten ganz sauber. Der Mittelwert der Steuerspannungen liegt bei 3,2V und ich habe FETs mit 3,26V Schaltschwelle selektiert). Die 3MHz habe ich am Ausgang der Stufe mit einem Oszi gemessen(0,3µs pro Schwingung ist doch 3MHz wenn ich mich jetzt nicht vertue?!).
Und der OPA134 macht sich mit seinen 0,00015% THD an 600Ohm auch noch besser als alles was ich sonst so in dem PReissegment gefunden habe.
Wegen der internen VV-Spannungen hat sich meiner Ansicht nach die Stufe mit etwas höherer internen Spannung klanglich besser gemacht(habe bei einer anderen Stufe wo nicht so viel getauscht wurde nach ändern der Endverstärkung ein sauberes Ergebnis gehabt)! Außerdem wird die Stufe extern mit maximal 4Vrms angesteuert und ich wollte diesen Level nicht intern auf 0,xV runterkastrieren, nur damit er am Ende wieder um den Faktor 47 hochgejagt wird. Die Endstufe wurde zu einer Zeit gebaut als 0,5Vms Vorverstärkung Standard war und deshalb musste ich halt etwas anpassen. Zudem ist sie nun wundervoll rauscharm und hat sich im direkten Vergleich mit einer Originalen viel entspannter losgelöster und auflösender gezeigt.
Warum ist es denn schwingkritischer die Verstärkung herunterzusetzen(ich dachte eher hohe Verstärkungen sind schwingkritischer)????
Den Namen Boucherotglied habe ich zwar noch nicht gehört, aber dessen Funktion hätte mir eigentlich bei einem Blick ins Datenblatt des BUZ21 klar sein müssen(werde C13 entsprechend dem IRF540N auf 2nF anpassen)!
Ich werde zwar mal 20pF C14 probieren, aber befürchte Schlimmes, da es ganz fiese Schwinger bei Klavierpassagen gab bevor ich den 10pF gegen 4,7pF getauscht habe(ursprünglich waren übrigens 4,7pF verbaut und ich hatte den erst wegen den 10kOhm auf 10pF erhöht)! Vielleicht tausche ich auch einfach den R40 zurück und mache für R45 2,2kOhm rein?! Was haltet ihr davon? Würdet ihr wirklich den Faktor 47 beibehalten? Das ist doch eigentlich viel zu extrem, denn die Endstufe arbeitet zwar mit +/-38Volt, ist aber Stromtechnisch nur auf 50WattRMS pro Kanal ausgelegt? Eine Gesamtverstärkung der Endstufe von 10 dürfte bei 4Vrms aureichen um den vollen Dynamikumfang abzurufen?!
Gruß Ralf
P.S. Es war Beobachter, der dieses Layout entwickelt hat, aber er hat seit dem universellen Aktivfilter keinen Beitrag mehr hier im Forum geschrieben, deshalb vermute ich dass er sich zurückgezogen hat.

Als erstes: Du hast bei Vu=10 (600 Ohm)schon mal 0,0015% Klirr des reinen OPV (TI-Datenblatt Seite 3 links unten) die steigen bis 10 kHz auf 0,015% an.
Durch den Rest der folgenden Schaltung wird der Gesamtklirr deutlich höher sein.

Was kostet er eigentlich ?

Dannn schwingt ein Verstärker mehr bei kleiner Verstärkung, weil man mehr vom (vom Verstärker selbst und zu hohen Frequenzen hin mehr) phasengedrehten Ausgangssignal auf den (invertierenden)Verstärkereingang zurückgibt und wenn man in Berücksichtigung der Verstärkung des Verstärkers und dem Rückkopplungsspannungsteiler (beides mutliplizieren) eine Gesamtverstärkung größer eins bei -180 Grad Pasendrehung erreicht hat, schwingt das gute Teil. (-180Grad +180 invertierender Eingang = 0 = Aufschaukeln).
Ist in jeden klassischenLehrbuch beschrieben.

Also könnte es sein, das er bei 20 pF wirklich mehr schwingt als bei 4,7p.

R43 C14 sind hier nicht als Bocherotglied gedacht (das braucht ein OPV nicht - wieso eigentlich nicht im Gegensatz zu jeden Leistungsverstärker? Wer kann mir das erklären?)

Sondern dienen hier als frequenzanhängige Last und bringen eine Phasenvoreilung die den Verstärker schneller macht (die GAtes schneller umlädt) und die Phasennacheilung des Verstärkers vermindert Da so ein OPV aber keinen unbegrenzten Ausgangsstrom bringt, ist das in der Praxis begrenzt. Deshalb hat Beobachter damals R43 und C13 in der Reihenfolge getauscht und über R14 dann die BE-Strecken von zwei komplementären Transis geschaltet deren Kollektoren wiederum an der Speiseepannung des OPV dranhingen und so diesen Engpass umschifft.


Ich probiere mal das Bild reinzustellen, hoffe es ist Beobachter recht.

Bitteschön:

Also der OPA134 kostet glaube ich so 4-5€(hab auch noch nen NE5534 hier liegen, falls der tatsächlich besser geeignet ist). Hmm das mit der Rückkopplung stimmt natürlich(man irgendwie bin ich heute ziemlich hohl). Was aber jetzt tun?! Gibts keine Möglichkeit diese Schwingneigung ohne höhere Verstärkung zu unterdrücken?
Das von dir gezeigte Layout ist mir von der Patentschrift bekannt, aber für mich leider nicht zu ralisieren, da ich eine existierende Platine nur besser bestücken kann(ist Vorgabe, da der Kühlkörper auf den Millimeter genau hinter mein Handschuhfach passt)! Ist Con1 im gezeigten Schaltplan zum Einschalten?
Gruß Ralf

Die Probleme mit der Last am OP könnte ich doch einfach beheben indem ich dort 2kOHm hinsetze und ebefalls R35 und R36 auf 2kOhm erhöhe.
Achso noch ein Frage: Was bewirkt die Schaltung mit dem LF411CD???
Gruß Ralf

Die Grundlage dieser Schaltung ist eigentlich der MOSFET
http://www.hifi-foru...orum_id=103&thread=8
nach diesem Schema. Verschiedene Versuche und Nachbauten, auch der von Dir verwendeten Variante, haben gezeigt, dass die Schwingneigung nur mit einem C zwischen OPV-Ausgang und Invers-Eingang wirksam bekämpft werden kann, wie ich es in der Urschaltung vorgenommen habe.

LF 411 macht die Offsetkompensation und arbeitet als Integrierer. Ich nehme dort immer gern die billigen Standardtypen TL 071 (lt. Datenblatt rauscharm)

Mit den auf 2k hochgehen, finde ich nicht so gut. Die Mosfetgateladung möchte für gute Qualität schnell umgeladen werden. Und das heißt einfach möglichst niederohmig rangehen.
Dann schon eher die Transis von Beobachter am Ausgang.

Hallso richi 44 sehe gerade Du hast die Fets über eine Gegentaktstufe angesteuert. Kannst Du hier mal ein bißchen über Deine Erfahrungen damit zum Besten geben ?
(Weil ich denke auch schon eine Weile über sowas nach, habe es aber praktisch noch nicht probiert.)

hubedidup schrieb:

(hab auch noch nen NE5534 hier liegen, falls der tatsächlich besser geeignet ist).

Bei einer Schaltung wie dieser ist der Austausch der Operationsverstärker grundsätzlich kritischer als in anderen Schaltungen. Das Ausgangssignal wird hier nämlich über die Versorgungsspannungsanschlüsse abgegriffen, und nicht den Ausgang. Das funktioniert am besten wenn der OpAmp einen ansonsten konstanten Versorgungsstrom hat, wenn also die Differenz zwischen dem Ausgangsstrom und dem Strom durch die Versorgungsanschlüsse weitgehend konstant ist. Andernfalls gehen die Schwankungen mit ins Ausgangssignal ein und müssen wieder durch die Gegenkopplung ausgeregelt werden (salopp gesprochen). Außerdem müssen einige Bauteilwerte an den Ruhestrom des OpAmp angepaßt werden.

Es wird also selbst mit ansonsten geeigneten OpAmps oftmals eine geänderte Schaltungsauslegung geben müssen, und es ist auch möglich daß es bei bestimmten OpAmps überhaupt nicht vernünftig geht. Es kommt noch erschwerend hinzu daß viele Simulationsmodelle von OpAmps das erhalten der Versorgungsspannungsanschlüsse nicht richtig modellieren, so daß man das im Simulator keine vernünftigen Ergebnisse bekommt.

Hmm das mit der Rückkopplung stimmt natürlich(man irgendwie bin ich heute ziemlich hohl). Was aber jetzt tun?! Gibts keine Möglichkeit diese Schwingneigung ohne höhere Verstärkung zu unterdrücken?

Doch, das nennt man Frequenzkompensation. Um diese korrekt auszulegen, was auch von der gewählten Verstärkung abhängt, muß man allerdings etwas systematischer vorgehen, als einfach nach Verdacht ein paar Bauteilwerte zu ändern. Die "ordentliche" Methode besteht darin, ein Bode-Diagramm zu erstellen (was in Deinem Fall vermutlich nur durch Messung geschehen kann, wegen der Simulationsprobleme), und anhand dessen eine geeignete Kompensationsmethode auszuwählen.

Wenn Du nach dem Ur-Muster gehst, sind da tatsächlich jeweils Gegentakt-Treiber eingebaut.

Die erste Abwandlung dieser Schaltung stammte von Beobachter. Er hat dabei auf die Gegentaktstufen verzichtet und am OPV-Out das RC-Glied 1n/100 Ohm gegen Masse eingefügt. Das ist das Teil, das hier unter C13/R43 figuriert.
Mit diesem RC-Glied wird mit steigender Frequenz der Ausgang stärker belastet, was die Stromaufnahme erhöht. Dies soll die sinkende Verstärkung ausgleichen, da sich ja aus dem Arbeitswiderstand und der FET-Kapazität ein RC-Glied bildet.

Nun ist es aber Tatsache, dass bei höheren Leistungen die Wärme EINES FET nicht weggebracht werden kann, sodass zwei oder drei solche parallel betrieben werden müssen. Damit steigt die Kapazität, und der Strom, den der NE5534 ziehen kann, reicht nicht mehr aus. Da helfen auch keine derartigen Tricks.

Weil ich also die Schaltung auf unterschiedliche Leistungen ausgelegt habe, blieb gar nichts anderes übrig, als irgendwie eine höhere Stromlieferfähigkeit ins System zu bringen, sprich Emiterfolger-Endstufen.
Da war diese Schaltung die logische Entwicklung.
Damit entfiel auch das von Beobachter empfohlene RC-Glied. Durch die "Endstufen" ist ja die FET-Kapazität so stark vom jeweiligen Arbeitswiderstand entkoppelt, dass sich hier keine frequenzabhängige Verstärkung ergibt. Folglich muss diese auch nicht kompensiert werden.

Die Geschichte meiner Schaltung ging in dem Sinne weiter, dass sie irgendwie in der von Dir gezeigten Schaltung endete.
Wenn man jene Schaltung analysiert, so sind da plötzlich T1 und T2, welche durch die Ansteuerung (Spannungsabfall an R1) zusätzlich Strom ziehen und diesen bei hohen Frequenzen über R4, T3 und C1 nach Masse fliessen lassen. Diese Massnahme ist im Grunde auch nichts anderes als ein Treiber, der aber nur bei hohen Frequenzen wirksam ist und nur die Ladung des FET beschleunigt.
Da jetzt die Entladung zu langsam war, musste ein Transistor her, der dann leitend wird, wenn im IC und in T1 praktisch kein Strom mehr fliesst. Das wird mit dem T14 realisiert.

Wenn man sich die Schaltung geistig umzeichnet, so ist T1 der Lade-Transistor, in meiner Schaltung T4 und T14 ist der Entladetransistor, bei mir T3.
Der ganze Unterschied ist, dass in Deinem Schema T1 erst zu arbeiten beginnt, wenn am OPV ein Ausgangsstrom von 6 mA fliesst und T14 erst dann arbeitet, wenn der FET mindestens eine Restladung von 0,6V gegenüber der Steuerspannung hat. Kurz, es ist eine etwas verkorkste Gegentakt-Treiberschaltung ohne Ruhestrom, also mit B-Knick in Reinkultur.

Zu meinen Erfahrungen: Ich habe die Schaltung genau so gebaut, wie ich sie vorgeschlagen habe und habe sie jeweils nur mit einem FET bestückt, weil ich keine riesen Leistung brauchte. Mit den verschiedenen Schwingschutzmassnahmen (C3, C4, C5) habe ich etwas experimentiert. Je nach Aufbau (lange, fliegende Leitungen) kam es zu Schwingneigung, die mit den hier angegebenen Kapazitäten zuverlässig verhindert werden konnten.
Bei durchdachtem, seriösem Aufbau kann man sicher einzelne Werte deutlich reduzieren, wie das Beobachter seinerzeit geschrieben hat. Allerdings ist es nicht möglich (wie Figura zeigt), auf alle C zu verzichten. So ist C3 wirklich wichtig für die Stabilität. Mit einem anderen OPV könnten sich die Werte deutlich verändern.

Nun bleiben 2 Fragen offen: Komme ich ohne ein Bodediagramm weiter und kann das Schwingen bei 3MHz unterdrücken(könnte es auch von einem zu langsamen Entladen der FET kommen?)? Und was soll bitte die BAT54 bewirken(die hindert doch nur den Widerstand beim entladen zu helfen und verringert beim Laden die Spannung am Gate)?
Falls alles nicht hilft muss ich wohl auf den N5534 zurückrüsten(wer sagt eigentlich, dass der nicht noch schlechter im Klirr ist als der OPA134 bei 600Ohm?) und wieder mit der extrem hohen Standardverstärkung arbeiten.:-(
Gruß Ralf

Vielleicht hilft ja folgendes bei der PRoblembehebung: erhöhe ich die Versorgungsspannungen so erhöht sich die Schwingfrequenz.
Gruß Ralf

Welche Meßmittel hast Du denn zur Verfügung?

Also zur Not komme ich an ein Oszi und an einen Frequenzgenerator(der kann allerdings alles was nötig ist)! Allerdings stehen nur Tastköpfe mit 12MOhm und einigen pF zur Verfügung(im Rückkopplungszweig messen ist also tükisch wegen der eingebrachten Kapazität)! Nur ein Bode-Diagramm ist damit leider mühseelig zu erstellen.
Gruß Ralf

Danke für Deine ausführliche Antwort richi 44.
Werde also mehr zu deiner Schaltung, als der von Beobachter tendieren, bzw. die Gegentakttreiber dann mal in zwei/ drei Monaten in Mosfet4 einfließen lassen.
Deine Argumente leuchten ein - "verkorkste Gegentakttreiberschaltung ohne Ruhestrom"
Stimmt, müßten zwei echte Gegentakttreiber besser sein.

@Ralf

Hallo,

um die Protovision-Schaltung mit niedrigerer Verstärkung zu fahren, würde ich als erstes versuchen, den 5534 mit Kompensationskondensator am IC (22pF lt. TI-Datenblatt) zu beschalten. Dazu eventuell C14 erhöhen, falls nicht das IC selbst, sondern der Rest der Schaltung nicht stabil ist.
Per Hörtest würde ich auch einmal checken, wie sich ein AD 8671 in der Schaltung verhält. Ich habe in Bezug auf Klang und Stabilität beste Erfahrungen mit dem Chip gemacht und er ist nicht teuer (braucht aber DIP-Adapter).
Mit 600 Ohm Last ist er aber vielleicht zu langsam; drum die Hörprobe auf TIM Verzerrungen. Die Stromaufnahmekurve hat Ähnlichkeit mit der des 5534...

Gruß

Achim

@paga58: Das ist ja schonmal was Konkretes!Zur Zeit ist allerdings noch der OPA134 verbaut. Meinst du ich sollte ihn auf jeden Fall wieder gegen den 5534 tauschen und diesen dann mit 22pF am IC "kompensieren"?! bzgl. Mist bauen im Rest der Schaltung, habe ich zwischen OP-Ausgangssignal und Treiberausgang einen Phasenversatz von ca 80-90° gemessen. Kann man diesen Phasenversatz zu hohen Frequenzen hin irgendwie kompensieren?! Könnte es sein, dass sich die Sache klärt wenn ich aus 1nF einfach 2nF mache entsprechend der Eingangskapazität der IRF540N?
Gruß Ralf
P.S. Kann mir jemand sagen warum nun die BAT54 in der modifizierten Schaltung verbaut sind?! Und ganz ehrlich müsste man auch über die 100Ohm-Widerstände an den FETs eine BE-Strecke von BC550(560)setzen um die selben Bedingungen wie hinter dem OP zu haben oder?!

@ Ralf und Ultraschall:
Ich vermute, dass die Schaltung von Beobachter (und um die geht es ja offensichtlich) nie so gebaut wurde und dass damit keinerlei Garantie für Funktion gegeben ist.

NEE, nee die Schaltung von Beobachter wurde wohl sogar in Serie gebaut und hat irgendwann zwischen 19996 und 98 einmal einen Preis als beste Autoendstufe bekommen - Überrefernez oder sowas. (Lt. Beobachter selbst, hat er mal in einen Beitrag geschrieben.)

Die BAT und die (ansonsten invers geschalteten- nur fürs Entladen richtig rum geschalteten)Transis drüber, dienen zur schnellen Entladung der Gateladung, wenn der Mosfet sperren soll. Wird wohl auch so funktionieren.Aber wie geasgt da muß die Spannung an den BAT erst mal umgepolt werden und dann tritt dieser Effekt ein. Da dürften die Gegentakttreiber zeitlich schon eine gewisse kleine Zeit vorher einsetzen.
Und da der Aufwand ähnlich bis gleich ist, die Lösung aber wahrscheinlich deshalb (s. voriger Satz) besser ist, ist es anscheinend doch sinnvoller Gegentakttreiber einzusetzen.


Die 100 Ohm Widerstände an den Gates der Fet dienen der Schwingungsunterdrckung der FETs, weil sich da über die Drainanschlußinduktivitäten, Speisespannnungsleitung, niederohmige Gateansteuerschaltung und Gatekapazität ein parasitärer Schwingkreis bildet. Die 100 Ohm bedämpfen diesen.
Deshalb mein Vorschlag am Anfang die mal probeweise zu erhöhen.
(Da muß wirklich keine BE-Strecke drüber!)

Hallo,

ich will nochmal auf das Boucherotglied, welches keines sein soll oder ist zurückkommen.

Folgende Überlegung:

Im Originalplan von oben ist R44 mit 560R als Last gegeben. C13 mit 1n und R43 mit 100R schaltet sich ab etwa 1.6Mhz parallel zur Last. Somit wird die Last ab dem Moment auf 85R reduziert. Der OPV soll mehr Strom ziehen. Hat er 560R Last, so dürfte der Strom der Ub Zuflüsse bei etwa 20mA liegen. (D6 Z 12 - ?)
Reduziert sich die Last ab 1.6Mhz auf 85R, so müßte der Strom etwa 140mA betragen, vorausgesetzt, die Ue ist dieselbe wie im unteren Bereich. Da sie das nicht sein wird, soll der Strom mit dieser Maßnahme konstant bei 20mA Aufnahem gehalten werden.
Rein Rechnerisch müßte für 20mA und 85R Last die Ua etwa 1.7V betragen.

Bei angenommenen 500mV Ue am Pin3 des Ic3 und einer V von 47 über die gesamte Stufe würde am Pin 2 des Ic3 eine Ue von 492mV anliegen (Ua 23.5V).
Wenn die V auf 11 gesenkt wurde, dann würde bei 10K für R40 und 1K für R45 eine Ue am Pin3 des Ic3 von 4.27V für 23.5V Ua benötigt.
An Pin 2 des Ic3 liegen damit nur 2.13V als Gegenkopplung an. M.E. ist das zu wenig.
Um die 4.26 bis 4.27V zu erhalten, müßte doch R45 einen Wert von 4K erhalten, R40 bliebe damit auf 19K. In dem Moment wäre C14 davon unabhängig, weil sich seine Grundfreq. durch das Bleiben von R40 nicht ändert.
Da der Opv keine eigene GK von seinem Ausgang her hat, dürfte ein ändern der gesamten GK aber Auswirkungen auf ihn haben.
Kurzfassung:
Ue Pin3 des Ic3 = 4V
R45 = 4K
R40 = 19K
C14, R44, R43 und C13 = wie gehabt

Einen Versuch wäre es vielleicht wert.

viele Grüße

Hallo Henry

Wenn die V auf 11 gesenkt wurde, dann würde bei 10K für R40 und 1K für R45 eine Ue am Pin3 des Ic3 von 4.27V für 23.5V Ua benötigt. An Pin 2 des Ic3 liegen damit nur 2.13V als Gegenkopplung an. M.E. ist das zu wenig.

Diese Aussage bezweifle ich. Die Openloop-Verstärkung des OPV (NE5534) liegt zwischen 70 und 100 dB, sodass man näherungsweise sagen kann: Die Differnzspannung zwischen Input Invers und Noninvers ist null. Die obigen Angaben ergäben aber nur eine V von 6dB.

@ Ultraschall:
Ich vermute, dass Beobachters Schaltung mit anderen Fets und anderen OPV bestückt war und möglicherweise weitere Differenzen zu seiner hier eingestellten Schaltung zeigte.
Des weiteren spielt das Layout eine grosse Rolle bei dieser Schaltung.

Hallo Richard,

Die Differnzspannung zwischen Input Invers und Noninvers ist null. Die obigen Angaben ergäben aber nur eine V von 6dB.

ja eben, es braucht doch über die gesamte Stufe nicht mehr. Der Ausgangspunkt war eine V von ~47, weil die Stufe ursprünglich mit 500mV angesteuert werden sollte. Hat er aber 4V als Ue, benötigt er eine stärkere GK oder sehe ich das falsch.

Hallo Henry,
nein, das siehst Du schon richtig, dass die Endstufe ruhig mit einer kleinen Verstärkung fahren darf. Das ist auch meine Erfahrung, dass dann erstens die Klirrwerte besser werden (nicht unbedingt TIM, je nach Schaltung) und dass zweitens eine erhöhte Stabilität zu verzeichnen ist.

Das, was ich mit den 6 dB meinte, wäre die Openloop des OPV. Es kann nicht sein, dass zumindest im NF-Bereich nennenswerte Differenzspannungen zwischen dem Invers und dem Noninvers auftreten.

Was aber zu beachten ist, ist die Tatsache, dass bei einer Schaltung, bei welcher die Ansteuerung am Noninvers und die Gegenkopplung am Invers eingreift, die Konstantstromquelle des gemeinsamen Emiters der Eingangstransistoren des OPV voll durchgesteuert werden kann.
Dieser Vorgang ist nicht zwingend absolut linear.

Wenn hingegen der Noninvers auf Masse liegt und der Invers einmal über einen Widerstand angesteuert und mit einem zweiten Widerstand gegengekoppelt wird (was von vielen OPV-Herstellern empfohlen wird), so ist die Gleichtaktspannung am Eingang NULL und somit hat auch die Konstantstromquelle nichts zu tun und ihre Unlinearität spielt keine Rolle.

@ all
Hat sich eigentlich schon jemand darüber Gedanken gemacht, dass es sich bei der Schaltung
http://cybton.com/coolx/1200kb/uploadimg/file3672377.jpg
um ein ganz anderes Paar Stiefel handelt als bei der Schaltung von Beobachter, Ultraschall oder von mir?

Hier haben wir es bei T1 mit einem Source-Folger zu tun, bei T2 mit einem verstärkenden Drainfolger.

Im Plus-Zweig haben wir T3 als Phasendreher (mit allfälligen Laufzeiten). Im Plus-Zweig wäre die FET-Kapazität nicht entscheidend, weil sie zu einem grossen Teil aufgehoben würde (Cgs bei Sourcefolger uninteressant). Ausserdem hat sie auf die Verstärkung (Arbeitswiderstand R30 der OPV Speisung) keinen Einfluss, weil T3 diese fast vollständig entkoppelt.

Ganz im Gegensatz dazu steht T2, der direkt angesteuert wird (müsste über einen zusätzlichen Emiterfolger angesteuert werden, um gleiche Laufzeiten zu erreichen und die Cgs und vor allem Cgd (ist mit der V des T2 zu multiplizieren!) ebenfalls zu entkoppeln.

Im vorliegenden Fall wäre also C13/R43 im negativen Zweig sinnvoll, im positiven aber eine Kompensation einer nicht vorhandenen kapazitiven Last. Und damit ist doch eine Phasenproblematik höchster Güte geschaffen. Und wenn man dann noch auf alle anderen Massnahmen wie KompensationsC am OPV und ähnliches verzichtet...

Mich würde mal die ursprüngliche Schaltung interessieren, bevor da Tuning-Eingriffe gemacht wurden. Ich vermute, dass da einiges anders war, als es jetzt ist.

Hallo Richard

Was aber zu beachten ist, ist die Tatsache, dass bei einer Schaltung, bei welcher die Ansteuerung am Noninvers und die Gegenkopplung am Invers eingreift, die Konstantstromquelle des gemeinsamen Emiters der Eingangstransistoren des OPV voll durchgesteuert werden kann. Dieser Vorgang ist nicht zwingend absolut linear.

Das ist schon klar und eigentlich ist der Opv dasselbe, wie eine diskrete Diffstufe, nur eben präziser.

Wenn hingegen der Noninvers auf Masse liegt und der Invers einmal über einen Widerstand angesteuert und mit einem zweiten Widerstand gegengekoppelt wird (was von vielen OPV-Herstellern empfohlen wird), so ist die Gleichtaktspannung am Eingang NULL und somit hat auch die Konstantstromquelle nichts zu tun und ihre Unlinearität spielt keine Rolle.

Auch klar, treffen sich 2 vor dem Haus, gibt es eben da auf die Mütze.

Das, was ich mit den 6 dB meinte, wäre die Openloop des OPV. Es kann nicht sein, dass zumindest im NF-Bereich nennenswerte Differenzspannungen zwischen dem Invers und dem Noninvers auftreten

Aber das ist so nicht klar. Bekommt der +E des Opv 4V und wird über den Spannungsteiler R40/R45 an -E gegengekoppelt, muß die U von beiden Seiten her gleich sein. Wie soll es sonst funktionieren.
Ansonsten verschieben sich doch die Stromarme des Diff nicht nur temporär sondern immer. Der Extremfall wäre ja dann gegeben, wenn der -E des Opv an Masse läge.

Wenn R40 22K hat, R45 470R und 23.5V Ua bei 500mV Ue anstehen, dann hat er am -E eine U von exakt 491mV.
Bekommt er aber 4V an +E, dann übersteuert er. Die GK über den Umweg von Ua der Endstufe genügt nicht mehr.
Deshalb hab ich oben mit den 4K für R45 und 19K für R40 einen Teiler mit 4V ermittelt.
Der Sinn war eben, daß die Ue am -E des Opv gleich der Ue am +E des Opv ist, zeitverzögert versteht sich.
In dem Fall dürfte sich in der globalen GK nix weiter ändern, außer das die komplette V sinkt. C14 stände nun statt 22K parallel zu 19K und das dürfte sich weit weniger auf die Dämpfung auswirken, als C14 parallel zu R40 mit 10K.
In dem Fall würde die Dämpf. erst ab 1.6Mhz eintreten (10p für C14). Im obigen Plan stehen 22K zu 10p und da beginnen die -3db bei etwa 724Khz.

Wenn man das ganze auf 1K / 10K senken will und wirklich erst ab 1.6 Mhz mit 10p begrenzt, so meine ich, muß auch das Boucherotglied (das keins ist oder sein soll) mit C13 und R43 auf den wie vorher doppelten Wert (1.6MHz zu 724Khz) 3.2Mhz gebracht werden.
C13 müßte dann mit ~500p bewertete werden und scheint das Ganze auch schneller zu machen.
Wenn der Opv schon vor der Dämpf. der GK auf max Strom gebracht wird, dann ist da möglicherweise zu viel Luft zwischen dem F-Gang-Stromerhöhungsglied C13/R43 und der globalen GK. Die Endstufe wird möglicherweise in dem Fall zu viel Strom bekommen und daraus die Verwurschtelungen machen. Es dürfte eine Freq. / Linearitätserhöhung als Buckel oder Buckelstück entstehen.

Geht man wirklich einmal von einem Signal mit 2Mhz aus, dann drückt das Boucherot die Last des Opv ab 1.6Mhz ab und erhöht den Strom des Opv. Das wiederum lässt den Strom für die Endstufe steigen und drückt dort mehr durch. Für meine Begriffe entsteht dadurch eine eine zu hohe V in dem Bereich, weil C14 in Verbindung mit den 10K für R40 noch nicht greift.

Selber hab ich zwar noch nie etwas mit Opv in der Vorstufe oder als Treiber gebaut aber es scheint mir so logisch. Immerhin geht die GK für den Opv den Umweg über die volle Ua der Endtufe und somit müssen beide Freq. Glieder im Zusammenhang beachtet werden.

Die von mir gepostete Schaltung ist die AMA Stereo 50!!! Diese ist bis auf die Filtersektion genauso aufgebaut wie die PRotovision 264 und 284, sowie die smart devices! Bei den PRotovision 254, 274 und 294 wurde lediglich die Ansteuerung von T5 und T6 geändert(und zwar genau so wie in der von Beobachter verbesserten Version) und einige Folien-Cs zu den Elkos parallel geschaltet. Aufgebaut war die Endstufe alle mit NE5534, BC550, BC560, BC640 und BUZ21!!! Damit hat eine dieser baugleichen Endstufen es zur Referenz in den Fachzeitschriften geschafft. Die Endstufen klingen übrigens schon sehr genial(hat sich auch zu Hause an Dynaudios gezeigt, wo sie besser spielte als eine große Mission-Anlage mit externem Netzteil)!
@all: Ich werde nun erstmal versuchen wieder 22kOhm und 10pF in der Rückkopplung einzusetzen und den Ladewiderstand am Gate auf 200Ohm zu erhöhen(gleichzeitig gehe ich dann hinterm OP auch auf 200Ohm und 2nF hoch da der IRF540N 2nF Gatekapazität hat).
Wenn mir mal einer sagt was nun genau ein Bocherotglied ist, dann könnte ich diesbzgl. auch mitreden. C13 und R43 entsprechen jedoch exact dem Gate-Ladewiderstand und der Gate-Kapazität des eigentlich verwendeten BUZ21!
Und die BAT54 finde ich nicht so gut, da dadurch die Entladung des Gates nur verringert wird, da der BC ja unter 0,6V nicht mehr wirklich weiter entlädt. Ohne BAT54(mit BE-Strecke über den R7) würde dieser Rest zum R5 hin entladen. ICh habe mich nun gefragt ob man diese 0,6V gerne in Kauf nimmt, weil der Strom zu R5 negative Auswirkungen hätte(eigentlich nicht denn den T4 dürfte das doch nicht Bohne jucken, weil seine Basis eh auf viel höherem Spannungsniveau liegt) oder unterstützt das dann wieder Schwingneigungen?!
Gruß Ralf

Das Bocherot-Glied ist die Serieschaltung von üblicherweise 100nF und 10 Ohm am Lautsprecherausgang des Verstärkers.

Damit hat eine dieser baugleichen Endstufen es zur Referenz in den Fachzeitschriften geschafft

Da liegt ja bereits der Hase im Pfeffer: Diese Schaltung hat mit jener, die Beobachter hier veröffentlichte, nichts zu tun. Es macht nunmal einen riesen Unterschied, ob ich zwei gleiche oder zwei entgegengesetzt polarisierte Endtransistoren verwende.
Und es ist immernoch unbestreitbar, dass das RC-Glied C13/R43 hier nichts verloren hat. Dieses führt zu einer schaltungsinternen Höhenanhebung, die zwar die Ladung beschleunigen könnte, dies aber nur im negativen Zweig auch soll.
Weiter ist wie bereits erwähnt zu beachten, dass das RC-Glied niemals die FET-Kapazität ausgleichen wird, denn erstens ist die C-Wirkung im +teil anders als im -teil, zweitens ist im +teil T3 als kapazitive Trennung zu sehen und drittens hat Beobachter genau diese Werte bei seiner schlussendlichen Variante eingesetzt (siehe Schema bei Ultraschall), obwohl ganz andere FETs verbaut sind.

Und hier noch eine Frage: Wie sieht denn Deine Schaltung nun wirklich aus? In dem von Dir veröffentlichten Schema gibt es den Entladetransistor (T15) weder in der positiven noch negativen Fet-Ansteuerung. Sofern Du sowas verbaut hast, wäre ein wirklich aktuelles Schema nicht schlecht, damit man denDurchblick nicht ganz verliert.

Wenn Du die BAT weglässt (im negativen Teil betrachtet) und den Transistor über R7 schaltest, muss ein Strom in diesem von 6mA fliessen, damit T15 leitend werden kann. Das bedeutet aber, dass an R5 eine Spannung von 3,36V abfällt. Unter dieser Spannung wird T15 nicht leitend und die Übung ist für die Katz. So, in der vorliegenden Form, ist die Restspannung am Gate von T5 aber nur 0,6V und T15 beginnt schon seine Arbeit, auch ohne eine Spannung an R5. Nichtsdestotrotz ist es eine "Würgschaltung".

Also ich habe genau die von mir gepostete Schaltung! Weder Transistoren hinter dem OP, noch Entladetransistoren für die FETs.
Aber warum sollte T3 eine kapazitive Trennung sein? Es ist doch lediglich ein Stromspiegelschaltung! Nicht mehr und nicht weniger!
Gruß Ralf

T6 können wir mal vergessen, weil er ja durch die Verbindung E/B nur als Diode funktioniert.
Damit haben wir R30 als Arbeitswiderstand der positiven OPV-Speisung und daran fällt die Wechselspannung ab.
Diese wird auf die Basis von T3 geleitet, während sein Emiter über R31 an der Speisung hängt.
Am Kollektor von T3 haben wir nun eine Wechselspannung, die im Wesentlichen der Ausgangsspannung des Verstärkers entspricht, denn T1 hat eine Spannungsverstärkung von kleiner 1.
Damit haben wir an R30 eine nicht kapazitiv belastete Situation. Die kapazitive Last befindet sich nun am Kollektor von T3. Wie hoch die Auswirkung da ist,lässt sich ohne Kenntnis des Wertes von R35 nicht abschätzen.
Bei T3 handelt es sich also um eine ganz normale Verstärkerschaltung, wobei der Umstand, dass deren Arbeitswiderstand am Lautsprecherausgang hängt, eine Bootstrap-Funktion entsteht und damit die Verstärkung ermöglicht.
R31 bewirkt zusammen mit dem Arbeitswiderstand die Grösse der Verstärkung von T3, was aber mit Stromspiegel nichts zu tun hat.

Dass ich die Frage nach dem Schema gestellt habe rührt daher, weil in diesem Falle in Deiner Schaltung die BAT nicht eingebaut ist und ich daher nicht verstanden habe, was für Dich das Problem dieser Diode wäre. Offensichtlich waren das einfach generelle Überlegungen deinerseits.

Noch ein Wort zur ganzen Schaltung:
In der vorliegenden Form sollte zur vernünftigeren Symmetrierung im negativen Zweig ebenfalls noch ein Transistor eingesetzt sein, als Emiterfolger vor dem T2. Dann wären in beiden Zweigen die selben "Diodenstrecken" verbaut.
Weiter sollte das RC-Glied C13/R43 entfallen, denn es bewirkt eine Kompensation am falschen Ort. Da die FET-Kapazitäten sich nicht mehr am OPV auswirken, sollten sie auch nicht da kompensiert werden.

Es ist nicht ganz klar ersichtlich, was diese Kompensation mit einer so hohen Grezfrequenz erreichen soll. Mit der Ur-Verstärkung von 47,8 ist die Verstärkung des OPV NE5534 bei 209 kHz erreicht (Verstärkung-Bandbreiteprodukt 10 MHz)

Jedenfalls kann ich mir hier keine hörwirksamen Auswirkungen vorstellen. Wollte man im Bereich der 209 kHz etwas erreichen, müsste C13 rund 7,6 nF sein.

Also Leute schaut doch bitte mal genau hin! Ich habe doch extra einen roten Kreis um T4 gemacht, weil dieser wie am Anfang schon erwähnt falsch eingezeichnet wurde. Der Emitter gehört nach oben! Somit haben wir eine klassische Stromspiegelschaltung! Genauso wie hier: http://img123.echo.cx/img123/3471/amp100nnms70iy.jpg(R4, R6, T6 und T14 bilden eindeutig eine Stromspiegelschaltung)! Da ist nix mit Kapzitätsentkopplung!
Gruß Ralf
P.S. Habe R40 inzwischen gegen 22kOhm getauscht und die FETs bleiben immer schön kühl(also kein Schwingen mehr wie vorher), egal ob ich nun 4,7pF 10pF oder 14,7pF in die Rückkopplung setze. Allerdings hatte ich bei hohen Klavierpassagen schöne Schwinger drin. Mehrmals habe ich den Rückkopplungs-C getauscht und beim 2ten Mal als der 4,7pF drin war lief es auf einmal einwandfrei. Werde jetzt aber noch mehrmals rumprobieren und dann vielleicht ggf. mit nem Oszi die Rechteckantwort messen! Drückt mir bitte die Daumen.

So, in Deinem neuen Schema haben wir einen Stromspiegel.
Aber jetzt eine Frage: Wie soll sich die FET-Kapazität jetzt auf den Strom des OPV auswirken?
Denn es geht ja mit dem ominösen RC-Glied darum, diesen Einfluss zu kompensieren. Nachdem Du meinen Erklärungen nicht galubst, bin ich auf Deine Erklärung gespannt.

So das mit den Schwingern war ein Schnarren bedingt durch ein mehr als provisorische Ruhestromanpassung! Problem ist jetzt weg!
Gruß Ralf
P.S. Alle Beiträge habe mich um eineiges schlauer gemacht und ich überlege inzwischen einmal selber eine Endstufe zu bauen!

Ich versuche zu erklären: Also wenn nun der OP dieses ominöse RC-Glied nicht hätte würde er beim Signalanstieg einfach erstmal "normal" Strom proportional zum anliegenden Signal durch den Stromspiegel jagen. Damit sollte dann eigentlich sofort ein proportionaler Spannungsanstieg am 560Ohm-Widerstand entstehen. Dies tut es aber nicht, da erst die Gate-Kapazitöt geladen werden muss. Nur woher soll der OP das wissen?! Je höher die Frequenz desto mehr kommt dieser Effekt zum tragen. Durch das besagte RC-Glied wird nun der Strom in der Anstiegsphase am OP erhöht und zwar genau soviel wie es halt benötigt um 1nF durch 100Ohm zu "füttern".
Gruß Ralf

Hallo Ralf, das ist ja genau das, was ich sage:
Am R35 Deiner Schaltung fällt die Spannung infolge des Stroms im Stromspiegeltransistor ab. Mit steigender Frequenz nimmt diese Spannung ab, weil sich die Fet-Kapazität impedanzsenkend auswirkt.
NUR ist das alles nicht die ursprüngliche Wirkung, sondern die Folge.

Ursprünglich fällt die Spannung als Folge des OPV-Stroms an R30 zusammen mit der Diodenstrecke ab. Und diese Spannung ist keineswegs von der FET-Kapazität abhängig. Somit ist doch diese Kapazität von diesem Punkt entkoppelt.

Natürlich ist das RC-Glied die einzig mögliche Beeinflussung für den Spannungsverlust als Folge der Kapazitäten, sowohl im positiven wie negativen Teil. Aber zumindest im positiven Teil wird nicht die direkte Ursache sondern das Symptom bekämpft.

Dass mit dieser Schaltung eine Ursachenbekämpfung nicht möglich ist, versteht sich. Dazu müsste man die FET mit einer niederohmigen Spannungsquelle ansteuern, wie ich das mit meinen Emiterfolgern getan habe. Dann existiert das Problem nicht mehr, bezw. beschränkt sich auf die Wirkung am Gate-Seriewiderstand.

Nun aber zu weiteren Überlegungen:
Deine Schaltung schwingt bei geringer Verstärkung.
Tatsache ist, dass mit dem NE5534 die Verstärkung des OPV bei 209 kHz auf jenen Wert fällt, der durch den Spannungsteiler R40/R45 gebildet wird. Die Restverstärkung stammt von T2 und T1 mit T3.

Die Schaltung schwingt, wenn das Gegenkopplungssignal Phasendrehungen aufweist. Diese können vom RC-Glied herrühren, genau so von den FET-Kapazitäten und aus Laufzeiten.
Beim original verwendeten Spannungsteiler wird ja das Ausgangssignal gedämpft, sodass ein relativ hoher Anteil am Ausgang anliegen müsste, um am Invers-Eingang Wirkung zu zeigen. Mit der genannten Ur-Verstärkung des OPV plus Trans. reicht die Phasendrehunng und der Signalpegel offensichtlich nicht aus, dass es zur Schwingung kommt.
Wenn die Verstärkung reduziert wird, genügt eine kleinere Ausgangsspannung, um am Eingang etwas zu bewirken. Ausserdem ist jetzt die Grenzfrequenz höher, sodass sich die Phaseneinwirkungen der genannten C und die Laufzeit stärker auswirkt. In diesem Fall reicht die zurückgeführte Spannung, die Schwingung anzuregen.
Das kann auch passieren, wenn der OPV ein hoheres Verstärkungs-Bandbreiteprodukt liefert.

Und nochmals das RC-Glied: Es besteht ja aus R44 und C13 als Höhenanhebung (Fg 284 kHz) mit der Wirkungsbegrenzung durch R43, was zusammen mit C13 eine obere Wirkungsgrenze bei 1,59 MHz ergibt. Diese ganze "Manipulation" liegt somit ausserhalb des Frequenzbandes, bei welchem der OPV die gewünschte Verstärkung besitzt. Hier muss bereit die Transistor-Verstärkung herhalten. Es ist für mich daher die Frage, inwieweit das besagte RC-Glied eine positive Wirkung entfaltet. Jedenfalls kann ich damit nicht die Leistungsbandbreite wesentlich erhöhen.
Und die Frage bleibt, was ich von einer grösseren Leistungsbandbreite haben soll, wenn allein durch die Kondensatoren C1, 2, 4 die Grenzfrequenz auf rund 100 kHz begrenzt wurde.

(Ach Richi, mit Dir hätte ich in meiner Studentenzeit bestimmt nächtelange Diskusionen führen können. Das RC Glied dürfte eine Phsenvoreilung machen, dazu hatte Tiki mal was geschrieben und damit den Schwingen genau entgegenwirken, weil es dadurch das Nacheilen der Phase durch die Halbleiter wieder teilweise kompensiert.)

Im übrigen habe ich hier so langsam den Durchblick verloren, welche Schaltung nun im Augenblick in der Diskussion wirklich aktuell ist. Deshalb mein Vorschlag stellt nochmal bitte dein aktuellen Link hier rein.(Falls noch Bedarf besteht.)

Und das Interessante ist ja wohl auch, das es mit 4,7 p aufhört zu schwingen. (Was in keinen Widerspruch zu getätigten Äußerungen hier steht.) Es wird weniger an den EIngang zurückgegeben und das Schwingen hört auf. Stimmt doch mit allen Theorien überein.

Das Schwingen war ein Schnarren bedingt durch eine mehr als provisorische Ruhestromeinstellung... ???

Habe auch schon Verstärker gesehen/ gebaut die bei bestimmten Ruhestromeinstellungen schwingen. Der Querstrom wirkt sich schon auf die Transitfrequenz aus.

Na ja, wenns jetzt geht ist ja alles in Butter.

Schönen Abend noch.

Also zunächstmal sind beide FET Spannugnstechisch durch die Spannungsfolgertransistoren in der OP-Versorgung in dieser Hinsicht vom OP entkoppelt! Der OP "kommuniziert" nur über Strom mit den FETs und genau da greift auf beiden Seiten die Frequenzabhängige Stromvoreilung. Oder anders gesagt bei schnellem Anstieg sorgt der zusätzliche Strom durch das RC-Glied für die Gate-Ladung.
Die heir besprochene Schaltung ist imm noch die Allererste. Erledigt hat sich das Problem seit ich den Widerstand in der Rückkopplung wieder auf 22kOhm erhöht habe.
Das erwähnte Schnarren bei Klavierpassagen trat zuvor nur bei 10pF auf und bei 4,7pF nicht. NAch der Änderung des Widerstandes auf 22kOhm war zwar das SCwhingen weg aber ich musste den Ruhestrom etwas besser anpassen um eine saubere Wiedergabe zu erreichen.
Gruß Ralf

@ Ultraschall
Ist klar, dass das RC-Glied andere Einflüsse "beheben" kann, da es das Signal voreilen lässt.
Nur finde ich es falsch, am einen Ende quasi eine Preempasis einzubauen, weil am anderen Ende eine Deemphasis existiert. Da ist es doch sinnvoller, letztere zu eliminieren, also Fetansteuerung über Spannung (Emiterfolger) statt über Strom.

Das Nacheilen der Phase durch die Halbleiter ist eine Verzögerungsfunktion und im Frequenzverlauf nicht eine konstante Phasenangelegenheit. Daher kann man beispielsweise mit einer Höhenanhebung, welche den Frequenzbereich erweitert und die Phase "positiv" beeinflusst, trotzdem auf die Nase fallen, weil die Verzögerung die Phase schnell wieder umkehren lässt.

Weiter wird im positiven Bereich das Gate des Fet über seine Drainspannung hinaus angesteuert (dazu ist ja die separate Speisung, die die Stromspiegelschaltung versorgt). Ab diesem Punkt ändert sich erstens die "Ausgleichswirkung" eines Sourcefolgers, ausserdem ist ab diesem Zeitpunkt die Kapazität nicht mehr annähernd konstant. Folglich ist die Kompensation ausser der Toleranz.
Und wie gesagt, ist die Kompensation eh fragwürdig, weil sie ausserhalb des Verstärkungsbereichs des OPV funktioniert (Gain-Bandw.) und weil diese Frequenzen durch die diversen Tiefpässe nicht zur Endstufe gelangen.
Sinnvoller wäre mit Sicherheit zumindest eine aktive Gate-Entladung. Aber diese greift wieder in die Wirkung der Kapazität gegenüber den Arbeitswiderständen des OPV ein, sodass die Kapazität beim Entladevorgang anders wirk als beim Ladevorgang und damit die Kompensation wieder fragwürdig wird.
Aber da das Ding jetzt nicht mehr schwingt, solls uns recht sein. Fragt sich einfach, was jetzt getunt wurde oder ob es wieder so ist, wie es ursprünglich war.

Getunt wurde folgendes: OPA134 statt NE5534(bleibt auch erstmal), OPA2134 statt NE5532, LOW-ESR-Kondensatoren mit größerer Gesmtkapazität und stärker kaskadiert(15.000µF, 1.000µF, 220µF, 100µF und 470nF-Keramik statt vorher 2.200µF und 220µF), 2 Elkos gegeneinander verpolt statt dem einen C13(damit in beide Spannungsrichtungen identisch gearbeitet wird), IRF540N statt BUZ21, 1kOhm statt 470Ohm in der Rückkopplung, 10pF statt 4,7pF in der Rückkopplung und die Verstärkung in der Vorstufe von 3 auf 1 runtergesetzt, da die Endstufe mit 4V angefahren wird.
HAbe auch schon direkte Vergleich mit ungetunten Endstufe des selben Modells gemacht:
1. ohne Änderung war der Klang recht warm und das ganbze wirkte im Vergleich sehr geschlossen in sich
2. IRF540N statt BUZ21 bewirkte z.B. ein härteres Anschlagen bei Gitarrenseiten. Die Endstufe wirkte im Hochton etwas schneller und zackiger
3. komplett getunt wie oben beschrieben ergab zudem noch ein durch den kompletten Mittelton luftigeres freieres Klangbild. Die Stimmen verloren nicht an Klangfarbe, wirkten aber viel losgelöster(deshalb bleibt auch der OPA134 erstmal drin).
Gruß Ralf
P.S. Ich kann es nur jedem empfehlen sich mal mit Tuning auseinanderzusetzen, denn da lässt oft mehr rausholen als man denkt. Auch der Ärger zwischendrin hat sich gelohnt, auch weil man dabei extrem viel lernt(Erfahrung sammelt).

...dazu hatte Tiki mal was geschrieben...

Ich leugne alles!

ICh wollte nochmal berichten:
50kHz-REchteck besitzt lediglich ein leichte abrundung am ende der Anstiegsflanke und ist etwa nach 1/10 der Halbperiode auf voller Spannung. Dies ist durch die Eingangsstufe bedingt, die bei 400kHz langsam dicht macht. Der Endstufenteil verstärkt dieses Signal ohne erkennbaren Einfluss und somit besitzt die gesamte Endstufe einen -6dB-Punkt bei 400kHz. Das 50kHz-Rechteck geht ansonsten ganz sauber ohne jegliche Knicke oder Zucker( das Wortspiel konnt ich mir jetzt nicht verkneifen) durch. Mit besserer Vorstufe ist vielleicht noch mehr drin, aber ich glaube das höre ich dann wirklich kaum noch wenn ich ne ordentliche Vorstufe mit OPA2134 noch weiter verbessere!
Gruß Ralf

Eigentlich wollte ich ja gar nichts mehr schreiben, aber ...so,so Tiki leugnet alles (ist schon lange her, war damals mit Beobachter in dem Thread, ich sage nur PID-Regler und da der D-Anteil oder verwechsle ich Dich jetzt wirklich?)

Und richi 44 - klar hast Du recht. Die Ursache bekämpfen und nicht die Wirkung. Und das heißt niederohmig ansteuern.

Wenn wir mal von dieser Endstufe hier weggehen und an Mosfet 2und 3 denken- da gab es vor den Gates zwei Treiber in Gegentakt mit 330...zuletzt 82 Ohm zwischen den Emittern. Jeweils an den Emittern dieser Treiber ein Gate über den "Schwingverhinderungswiderstand" angeschlossen.
Um so kleiner der Widerstand zwischen den Emittern war, um so besser wurde die Sache insbesondere für den jeweiligen Mosfet der SPERREN mußte.
[Für den Öffnungsmodus war die niederohmige Ansteuerung durch den jeweiligen Emitterfolger ja schon vorhanden.]
Ich kam durch leidvolle Erfahrung, als beim experimentieren die Sache zigmal ins Schwingen geriet, dann auf die Ursache.
Hätte ja eigentlich auch schon früher mal genauer in die Datenblätter gucken können. Die Fets öffnen alle ca. viermal schneller, als das sie sperren. Heißt bei extrem hohen Schwingen, ist einer noch offen und der andere schon offen. Folge hoher Querstrom bis zum Exitus und "lustigen" Knallgeräuschen, wenn die Fetgehäuse auseinanderfliegen.

Ich verspreche mir von den separaten Gegentakttreibern für jeden Fet schon Verbesserungen, habe auch zur Zeit ein Layout in theoretischer Bearbeitung, mit dem ich das dann mal testen will.
Ob die Verbesserunegn riesig sind, weiß ich nicht.
Wenns soweit ist, melde ich mich dazu. Auf alle Fälle hoffe ich die Mortalitätsrate bei den Fets drastisch zu senken.

(Mono 3 klingt schon besser als Mosfet 2 [und die war schon gut]. Ist schon erstaunlich, wie groß die Klangunterschiede da sind. Ich habe jetzt geradzu eine erschreckende klare Höhenauflösung. Und manche Töne kommen förmlich blitzschnell aus den Boxen auf einen zugeschossen. Hatte ich so nicht erwartet.Ich sitze seit drei Wochen teilweise kopfschüttelnd hier und bin immer wieder erstaunt.)

Und richi 44 - klar hast Du recht. Die Ursache bekämpfen und nicht die Wirkung. Und das heißt niederohmig ansteuern.

Aber die Emitterwiderstände der Gegentakttreiber und der Gatewiderstand sind in Verbindung mit den Gatekapazitäten immer noch vorhanden und so kann es sein, das eine Voreilung die dies kompensiert (und jetz hast Du wiederum recht, das dies aufgrund der Unterschiede P/N-Kanal nicht perfekt passieren kann bzw. bei zwei BUZ in der einen Halbwelle garnicht.) doch einige Vorteile bringt. Wir werden sehen, (der Rest wäre jetzt blanke Theorie.)Ich berichte dann.

Kurz zum PID-Regler (ich habe mich bisehr dazu nicht geäussert, weil es nicht klar ist, wo die Regelung anfängt und wo sie aufhört):
Wir haben die Schaltung als ganzes und haben die Regelschlaufee (Gegenkopplung). Wenn ich die Gegenkopplung schneller mache, also den D-Anteil einbaue, so lege ich parallel zum Längswiderstand des Gegenkopplungs-Spannungsteilers einen Kondensator. Damit ist die Gegenkopplung schneller und reagiert differenzierend, allerdings entspricht das einer Höhenabsenkung und somit wird die Endstufe als ganzes langsamer.

Oder ich betrachte die Signal-Vorwärtsrichtung. Wenn ich hier einen Diff-Anteil einbaue (ominöses RC-Glied), so erhöhe ich die interne Signalgeschwindigkeit, zumindest theoretisch, aber ich habe eine Höhenanhebung, die ich mit der Gegenkopplung wieder ausgleichen muss. Ausserdem ist dann die Gefahr grösser, dass ich die FET schneller ansteuere, was zu den bekannten "Knallbonbons" führen kann.

Wenn ich die Kompensation der FET-Kapazität mit dem RC-Glied betrachte und feststelle, dass ich sie nicht am Angriffsort kompensiert habe, könnte ich sie genau so gut am Schaltungseingang mittels Höhenanhebung kompensieren. Aber es ist und bleibt Tatsache, dass diese Anhebung bei einer höheren Frequenz einsetzt, als die Höhenabsenkungen mit den diversen RC-Gliedern der ganzen Schaltung ansetzen (bei den MOSFET-Bauvorschlägen war es jeweils nur ein RC-Glied, das die Wirkung des Kompensationsgliedes eigentlich aufhob, von der Verstärkungs-Grenzfrequenz des OPV abgesehen).
Folglich muss man davon ausgehen, dass sie nicht sonderlich wirksam ist. Man könnte doch rein überlegungsmässig auf ein RC-Glied am Eingang verzichten (Absenkung 6 dB/Okt) und ebenso auf die Anhebung, denn etwas anderes ist es ja letztlich nicht.

Die Schwingschutz-Widerstände sind immer und in jeder Schaltung vorhanden, weil es ohne sie einfach nicht geht (habe ich auch schon festgestellt). Und sie sind auch immer ausserhalb einer Kompensation. Denn sonst müsste man diese mit einem zweiten RC-Glied kompensieren, was eindeutig nicht der Fall ist. Und wir wären wieder am Punkt der ersten Kompensation, die durch die anderen Massnahmen zunichte gemacht werden. Mit den 560 Ohm parallel 100 Ohm+1n haben wir ja genau die Last nachgebildet, die am Transistor (Stromspiegel) im positiven Zweig und am Arbeitswiderstand im negativen Zweig vorhanden ist. Ob die Bauteile nun wertrichtig sind oder nicht, lassen wir mal aussen vor. Wir hätten somit am OPV die Lasten ausgeglichen. Aber das Steuersignal am FET selbst ist durch den Gatewiderstand plus Feetkapazität nicht ausgeglichen. Damit ist doch die ganze Geschichte langsam fragwürdig.

Und da sich das Ganze im Bereich um 200 kHz und höher bewegt, frage ich mich, welche auswirkungen das auf Messergebnisse haben kann, wenn erstens die erwähnten Eingangs-RC-Glieder bei 100kHZ und tiefer ansetzen und zweitens ab der CD selten mehr (SACD) als 20 bis 30 kHz kommt.

Wenn die Töne Dich anspringen und irgendwie schneller sind, müsste das doch messbar sein. Daher wäre ich an den Messergebnissen interessiert. Und wenn man letztlich irgendwie den Ansteuerungsprozess verlangsamen muss, weil der Sperrprozess nunmal so lange dauert, wird das mit den schnellen Tönen irgendwie unglaubwürdig.

Stelle mir tolle Meßtechnik zur Verfügung, dann messe ich gern.
Ich kanns nur so sagen wie es klingt. Ich weiß das es sich eigenartig anhört. Ist aber wirklich frappierend auffällig anders als bisher.

Mit der Kompensation, da hast Du ja irgendwie recht. Nur leider habe ich erst heute/gestern wieder die Erfahrung gemacht das ein 1,5nF C über einen 39 Ohm Emitterwiderstand bei einer bipolaren normalen Endstufe schon mehr Stabilität bringt.

Eine schlechte (bzw. nicht perfekte) Kompensation macher Dinge, die da im Verstärker vor sich gehen, ist anscheinend allemal besser als gar keine Kompensation.

Das ist mein Fazit daraus.

Nochmal ganz kurz zum Messen: wir hatten hier ja schon oft die Kabeldiskussion.
Aber wer hat denn schon mal Lautsprecherkabel gemessen?

Macht es mal.
Ein Generator 2kHz Rechteck ein superguter Verstärker hinterher; dann ein Meter Testkabel, dann WICHTIG 4 Ohm Lastwiderstand.

Und dann den Rechteck am Verstärkerausgang ansehen.
Dann direkt am 4Ohm Widerstand.(Direkt heißt dann auch die Masseklemme des Oszis dort anzuschließen.)
Und dann als drittes Masseklemme des Oszi an einer Seite des Masseführenden LS-Kabels und die Spitze an die andere Seite des selben Drahtes.
Was man da so sieht, ist schon SCHOCK!

Und dann mal statt der Zwillingslitze, einmal zweiadriges verdrilltes, kreuzverschaltetes vieradriges, und Kimberkabel TC8 nehmen.
Schon lehrreich. Induktivität von LS-Kabel - bisher völlig unterschätzt.


Wie man Höhenauflösung mißt, weiß ich jedoch auch nicht.
Nur das ich jetzt beim Hören einer Lieblings-CD plötzlich eine Textstelle eines Liedes klar und deutlich verstanden habe, die ich seit zwanzig Jahre probiert habe zu verstehen und es vorher nie geschafft habe.Das gibt einen zu denken. Erklären kann ich es aber auch nicht.

Ich möchte mich ganz kurz fassen, denn eigentlich gehört es nicht hierher: Wenn Du Lautsprecherkabel gemessen hast, wäre es irgendwie sinnvoll, die Ergebnisse (Fotos) hier einzustellen. Leider habe ich seit meinem Ruhestand keine Möglichkeit mehr, auf entsprechendes Equipment zurückzugreifen, sodass ich um alle belegten Informationen froh bin.
Danke!

Mache, ich nächste Woche.
Eventuell stelle ich das dann aber in den Tuning und Zubehör Thread ein.
Ich habe echt die Nase voll von "Kabelklang gibt es nicht".
Mal mit Oszi-Fotos die Unterschiede untermauern, keine schlechte Idee.

Hi...


Hab den Beitrag hier über Google gefunden...

Ihr scheint ja richtig Ahnung von dem Ding zu haben...

Ich hab hier auch noch ne Protovision 274.

Nur leider is mir da nen bischen was aufgeraucht...

Sind nen Paar R´s und die 2 Transistoren am Netzteil.. Leider kann man nich tmehr lesn, was das für welche sind.. Evtl kann mir einer von euch weiterhelfen.. Wär sehr nett! DAnke im Vorraus!

Mach ein paar Fotos und markiere die Widerstände. Habe hier ne Protovision 294 mit identischem Netzteil, da kann ich dir dann sagen was das für Werte sind. Meistens brennen die Widerstände fürs Massepotntial ab und die haben 22Ohm. Achja und wenn du die FET im Netzteil tauschst solltest du nen 10Ohm(10W) Widerstand vor die Proto in die MAsseleitung klemmen, denn es könnte sein, dass die FETs in den Kanälen auch kaputt sind und dir dadurch die Netzteil FETs direkt wieder gebraten werden! Geht die Proto mitdem Widerstand in der Leitung nicht an, weil di ankommende Spannung an der Proto zu niedrig ist(<9V), dann sind die Kanal-FETs auch hinüber und du musst die tauschen und den Ruhestrom neu anpassen(FETs selektieren).
Gruß Ralf